馬達(dá)控制裝置的制作方法
本發(fā)明涉及控制馬達(dá)的馬達(dá)控制裝置的技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
作為這種裝置，提出了例如通過pwm(pulsewidthmodulation，脈沖寬度調(diào)制)信號，對向馬達(dá)供給電力的變換器進(jìn)行開關(guān)控制的裝置(參照專利文獻(xiàn)1)。在專利文獻(xiàn)1中，尤其是公開了：基于馬達(dá)的旋轉(zhuǎn)頻率以及轉(zhuǎn)矩指令，以變換器的開關(guān)頻率以及馬達(dá)電流的失真度變小為條件，生成馬達(dá)的1個電氣周期中的脈沖數(shù)，基于電壓指令和該生成的脈沖數(shù)，生成與該電壓指令同步了的pwm信號。
現(xiàn)有技術(shù)文獻(xiàn)
專利文獻(xiàn)
專利文獻(xiàn)1：日本特開2013-187933號公報
技術(shù)實現(xiàn)要素：
發(fā)明要解決的問題
這種裝置中，存在具備配置在電池與變換器之間的升壓電路的裝置。升壓電路具有電抗器以及電容器，通過該電抗器以及電容器構(gòu)成lc電路。這樣一來，根據(jù)馬達(dá)的工作點，該lc電路會諧振(即，在升壓電路產(chǎn)生諧振)。在上述專利文獻(xiàn)1所記載的技術(shù)中，存在未考慮升壓電路的諧振這一技術(shù)的問題點。
本發(fā)明鑒于上述問題點而做出，其課題在于提供能夠抑制升壓電路的諧振，并且能夠使能量效率提高的馬達(dá)控制裝置。
用于解決問題的技術(shù)方案
為了解決上述問題，本發(fā)明的第1馬達(dá)控制裝置，具備升壓電路和變換器，所述升壓電路與電池電連接，所述變換器的一端與所述升壓電路電連接并且另一端與馬達(dá)電連接，所述第1馬達(dá)控制裝置還具備控制單元，所述控制單元控制所述變換器以向所述馬達(dá)輸出矩形波電壓，來驅(qū)動所述馬達(dá)，所述控制單元，以所述馬達(dá)的工作點屬于諧振區(qū)域為條件，基于所述馬達(dá)的電壓指令與所述馬達(dá)的電流的相位差，控制所述變換器以使得所述矩形波電壓的電壓極性暫時反轉(zhuǎn)，所述諧振區(qū)域是在所述升壓電路產(chǎn)生諧振的工作區(qū)域。
如上述那樣，根據(jù)馬達(dá)的工作點，會在升壓電路產(chǎn)生諧振。具體而言，當(dāng)馬達(dá)的驅(qū)動電力的電氣頻率的6次分量(電氣6次頻率)屬于包含升壓電路中的lc電路的諧振頻率的預(yù)定頻段時，由于馬達(dá)的驅(qū)動電力的高次諧波，lc電路諧振。結(jié)果，作為從升壓電路向變換器供給的電壓的升壓電壓變動，從電池輸出的電流也變動。
根據(jù)本申請發(fā)明人的研究明確了：在升壓電路產(chǎn)生諧振的情況下，當(dāng)在預(yù)定定時使從變換器向馬達(dá)輸出的矩形波電壓的矩形波的形狀變化(例如，使得高電平/低電平按每180度反轉(zhuǎn)的矩形波在90度以及270度進(jìn)一步使高電平/低電平反轉(zhuǎn)等)時，能夠?qū)㈦姎?次頻率高頻化，作為結(jié)果，能夠避免在升壓電路中產(chǎn)生諧振。
在本發(fā)明的第1馬達(dá)控制裝置中，以馬達(dá)的工作點屬于諧振區(qū)域為條件，通過控制單元，基于馬達(dá)的電壓指令與馬達(dá)的電流的相位差，控制變換器以使得矩形波電壓的電壓極性暫時反轉(zhuǎn)。
通過使矩形波電壓的電壓極性暫時反轉(zhuǎn)，原來的矩形波(例如，電壓極性每180度反轉(zhuǎn)的矩形波)的形狀變化，因此，根據(jù)該馬達(dá)控制裝置，能夠抑制在升壓電路中產(chǎn)生諧振。此外，該馬達(dá)控制裝置中，使用矩形波電壓來驅(qū)動馬達(dá)(即，通過矩形波控制驅(qū)動馬達(dá))，因此，與通過pwm控制驅(qū)動馬達(dá)的情況相比，能夠降低變換器的開關(guān)損耗，能夠提高能量效率。
尤其是，通過本申請發(fā)明人的研究明確了：通過基于馬達(dá)的電壓指令與馬達(dá)的電流的相位差來控制變換器以使得矩形波電壓的電壓極性暫時反轉(zhuǎn)，能夠恰當(dāng)?shù)匾种圃谏龎弘娐分挟a(chǎn)生諧振。
本發(fā)明的第2馬達(dá)控制裝置，為了解決上述問題，具備升壓電路和變換器，所述升壓電路與電池電連接，所述變換器的一端與所述升壓電路電連接并且另一端與具有三相繞組的馬達(dá)連接，所述第2馬達(dá)控制裝置還具備控制單元，所述控制單元控制所述變換器以向所述馬達(dá)輸出矩形波電壓，來驅(qū)動所述馬達(dá)，所述控制單元，控制所述變換器以使得所輸出的所述矩形波電壓的電壓極性暫時反轉(zhuǎn)，所述控制單元，基于向所述馬達(dá)供給的矩形波電壓的u相電壓波形、v相電壓波形以及w相電壓波形、向所述馬達(dá)供給的電流的u相電流波形、v相電流波形以及w相電流波形、以及所述變換器的輸入電壓，決定應(yīng)使所輸出的所述矩形波電壓的電壓極性暫時反轉(zhuǎn)的電壓相位和應(yīng)使反轉(zhuǎn)繼續(xù)的電壓相位范圍。
在第2馬達(dá)控制裝置中，也與上述的第1馬達(dá)控制裝置同樣地，控制變換器以將矩形波電壓的電壓極性暫時反轉(zhuǎn)，因此，即便馬達(dá)的工作點屬于諧振區(qū)域，也能夠抑制在升壓電路中產(chǎn)生諧振。在該馬達(dá)控制裝置中，也通過矩形波控制來驅(qū)動馬達(dá)，因此，與通過pwm控制驅(qū)動馬達(dá)的情況相比，能夠降低變換器的開關(guān)損耗，能夠提高能量效率。
根據(jù)本申請發(fā)明人的研究明確了：根據(jù)u相電壓波形、v相電壓波形、w相電壓波形、u相電流波形、v相電流波形、w相電流波形、以及變換器的輸入電壓，能夠適當(dāng)?shù)貨Q定應(yīng)使矩形波電壓的電壓極性反轉(zhuǎn)的電壓相位和應(yīng)使反轉(zhuǎn)繼續(xù)的電壓相位范圍(關(guān)于具體的決定方法，參照后述的第4實施方式)。
本發(fā)明的作用以及其他的好處，根據(jù)以下說明的用于實施的技術(shù)方案會更清楚。
附圖說明
圖1是示出第1實施方式的馬達(dá)控制裝置的結(jié)構(gòu)的概略結(jié)構(gòu)圖。
圖2是第1實施方式的用于設(shè)定馬達(dá)的控制模式的設(shè)定映射的一例。
圖3(a)是示出在升壓電路產(chǎn)生諧振的情況下的馬達(dá)電壓、馬達(dá)電流以及馬達(dá)電力各自的時間變動的一例的圖。圖3(b)是示出在升壓電路未產(chǎn)生諧振的情況下的馬達(dá)電壓、馬達(dá)電流以及馬達(dá)電力各自的時間變動的一例的圖。
圖4是示出基于第1實施方式的矩形波控制方式的馬達(dá)控制的一例的控制框圖。
圖5是示出第1實施方式的脈沖樣式的決定處理的流程圖。
圖6是示出第1實施方式的新脈沖樣式的一例的圖。
圖7是用于說明第1實施方式的脈沖發(fā)生器的工作的圖。
圖8是用于說明第1實施方式的變形例的pwm信號生成部的工作的圖。
圖9是示出第1實施方式的變形例的新脈沖樣式的一例的圖。
圖10是示出第2實施方式的新脈沖樣式的概念的概念圖。
圖11是示出第2實施方式的相位關(guān)系檢測的概念的概念圖。
圖12是示出第2實施方式的新脈沖樣式的一例的圖。
圖13是示出第3實施方式的動力運行時的新脈沖樣式的一例的圖。
圖14(a)是示出按照以往的矩形波脈沖樣式控制馬達(dá)的情況下的馬達(dá)電壓、馬達(dá)電流以及馬達(dá)電力各自的與一個周期相應(yīng)的波形的一例的圖。圖14(b)是示出按照新脈沖樣式控制馬達(dá)的情況下的馬達(dá)電壓、馬達(dá)電流以及馬達(dá)電力各自的與一個周期相應(yīng)的波形的一例的圖。
圖15(a)是示出第3實施方式的再生時的新脈沖樣式的一例的圖。圖15(b)是示出第3實施方式的動力運行時的新脈沖樣式的另一例的圖。
圖16是示出第4實施方式的控制裝置的要部的框圖。
圖17是示出第4實施方式的新脈沖樣式的決定處理的概要的流程圖。
圖18是示出第4實施方式的波形取得處理的流程圖。
圖19是示出第4實施方式的脈沖位置算出處理的流程圖。
圖20是示出三相電力的6次高次諧波的波形的一例的圖。
圖21是示出第4實施方式的脈沖寬度算出處理的流程圖。
圖22是示出第4實施方式的電壓波形生成處理的流程圖。
圖23是示出通過第4實施方式的電壓波形生成處理生成的電壓波形的一例的圖。
圖24是示出第4實施方式的脈沖樣式?jīng)Q定處理的流程圖。
標(biāo)號的說明
1…馬達(dá)控制裝置，11…馬達(dá)，12…電池，21…變換器，22…升壓電路，100…控制裝置。
具體實施方式
基于附圖對本發(fā)明的馬達(dá)控制裝置的實施方式進(jìn)行說明。在以下的實施方式中，作為本發(fā)明的馬達(dá)控制裝置的一例，例如可以舉出控制混合動力汽車或者電動汽車的驅(qū)動用馬達(dá)的馬達(dá)控制裝置。作為馬達(dá)控制裝置的控制對象的馬達(dá)，是三相交流馬達(dá)，構(gòu)成為兼具電動機(jī)以及發(fā)電機(jī)的功能。
實施方式的馬達(dá)控制裝置，具備配置在電池與變換器之間的升壓電路。在實施方式的馬達(dá)控制裝置中，控制變換器以使得向馬達(dá)供給的矩形波電壓的矩形波的形狀在預(yù)定的定時變化。具體而言，控制變換器以使得矩形波電壓的電壓極性在預(yù)定的定時暫時反轉(zhuǎn)。結(jié)果，馬達(dá)的驅(qū)動電力的電氣6次頻率被高頻化，能夠避免在升壓電路產(chǎn)生諧振。
<第1實施方式>
對于本發(fā)明的馬達(dá)控制裝置的第1實施方式，參照圖1至圖7進(jìn)行說明。以下，首先對馬達(dá)控制裝置的結(jié)構(gòu)和馬達(dá)控制工作的概要進(jìn)行說明，接著，對于本申請獨自的新脈沖樣式進(jìn)行說明。
(裝置的結(jié)構(gòu))
對于第1實施方式的馬達(dá)控制裝置的結(jié)構(gòu)，參照圖1進(jìn)行說明。圖1是示出第1實施方式的馬達(dá)控制裝置的結(jié)構(gòu)的概略結(jié)構(gòu)圖。
在圖1中，馬達(dá)控制裝置1例如構(gòu)成為具備：將從作為二次電池等的電池12輸出的直流電力變換為交流電力并將交流電力向馬達(dá)11供給的變換器21；配置在電池12以及變換器21之間的升壓電路22；以及控制變換器21以及升壓電路22的控制裝置100。
變換器21具有作為開關(guān)元件的6個晶體管和與該6個晶體管分別對應(yīng)的6個逆并聯(lián)二極管。變換器21可以應(yīng)用現(xiàn)有的各種方式，因此，省略其詳細(xì)的說明。
升壓電路22具有：電抗器221、平滑電容器222、上臂晶體管223以及二極管224、下臂晶體管225以及二極管226。
晶體管223的發(fā)射極與晶體管225的集電極電連接，還與電抗器221的一端電連接。電抗器221的另一端與電池12的正極電連接。晶體管223的集電極與變換器21的電源線電連接。晶體管225的發(fā)射極與變換器21的接地線以及電池12的負(fù)極電連接。在變換器21的電源線與接地線之間，電連接有平滑電容器222。
在該馬達(dá)控制裝置1工作時，通過對晶體管223以及225分別進(jìn)行開關(guān)控制，來利用升壓電路22，將從電池12輸出的直流電力的電壓(升壓前電壓vl)升壓至預(yù)定電壓(升壓電壓vh)而向變換器21供給。另外，通過對晶體管223以及225分別進(jìn)行開關(guān)控制，來利用升壓電路22，將來自變換器21的再生電力的電壓降壓，因此，也能夠利用該再生電力對電池12進(jìn)行充電。
升壓前電壓vl由電壓傳感器23檢測，向控制裝置100發(fā)送。另外，升壓電壓vh由電連接于平滑電容器222的端子間的電壓傳感器24檢測，向控制裝置100發(fā)送。
(馬達(dá)控制工作)
除了圖1之外，還參照圖2對在如上述那樣構(gòu)成的馬達(dá)控制裝置1中執(zhí)行的馬達(dá)控制工作進(jìn)行說明。圖2是實施方式的用于設(shè)定馬達(dá)的控制模式的設(shè)定映射的一例。
控制裝置100，基于從設(shè)置在外部的車輛控制用的電子控制單元(未圖示)輸入的轉(zhuǎn)矩指令值trqcom、由電壓傳感器23檢測到的升壓前電壓vl、由電壓傳感器24檢測到的升壓電壓vh、由電流傳感器26v以及26w(參照圖4)檢測到的馬達(dá)電流iv以及iw、以及由作為例如旋轉(zhuǎn)變壓器(resolver)、霍爾元件等的旋轉(zhuǎn)檢測器25檢測到的馬達(dá)11的轉(zhuǎn)角θ，通過下述的方法，對變換器21以及升壓電路22進(jìn)行開關(guān)控制，以使得馬達(dá)11輸出按照轉(zhuǎn)矩指令值trqcom的轉(zhuǎn)矩。
控制裝置100基于轉(zhuǎn)矩指令值trqcom等算出目標(biāo)升壓電壓，并對升壓電路22進(jìn)行控制，以使得升壓電壓vh與該算出的目標(biāo)升壓電壓一致。
在馬達(dá)控制裝置1中，關(guān)于變換器21的電壓變換，存在3個控制模式。具體而言，如圖2所示，作為控制模式，存在：使用正弦波pwm電壓的正弦波pwm控制方式、使用過調(diào)制pwm電壓的過調(diào)制pwm控制方式、以及使用矩形波電壓的矩形波控制方式。
控制裝置100根據(jù)轉(zhuǎn)矩指令值trqcom和馬達(dá)11的轉(zhuǎn)速，算出馬達(dá)所需電壓(即，感應(yīng)電壓)?？刂蒲b置100按照馬達(dá)所需電壓與升壓電壓vh的最大值(即，系統(tǒng)電壓的最大值)的關(guān)系(具體而言，判定調(diào)制度是否比0.78大)，決定利用矩形波控制方式、正弦波pwm控制方式以及過調(diào)制pwm控制方式中的哪個方式控制馬達(dá)11。
關(guān)于使用正弦波pwm控制方式以及過調(diào)制pwm控制方式中的哪個方式，根據(jù)按照矢量控制的電壓指令值的調(diào)制度范圍來決定。
通過這樣決定控制模式，在低轉(zhuǎn)速區(qū)域能夠抑制轉(zhuǎn)矩變動而得到平滑的輸出特性，在中高轉(zhuǎn)速區(qū)域能夠進(jìn)一步提高馬達(dá)11的輸出。
(起因于升壓電路的問題點)
如圖1所示，升壓電路22具有電抗器221以及平滑電容器222。利用該電抗器221以及平滑電容器222構(gòu)成lc電路。lc電路的諧振頻率fr(中心頻率)，使用電抗器221的電抗l以及平滑電容器222的電容c，可表示為fr＝1/{2π√(lc)}。
lc電路不是僅在中心頻率諧振，而是在以中心頻率為中心的某程度范圍內(nèi)的頻率(fr(下限)～fr(上限))下諧振。在此，fr(下限)由lc電路諧振的電抗l以及電容c各自的最小值決定。另一方面，fr(上限)由lc電路諧振的電抗l以及電容c各自的最大值決定。此外，lc電路諧振的電抗l的最小值以及最大值、電容c的最小值以及最大值，作為電路常數(shù)而預(yù)先設(shè)定。
根據(jù)馬達(dá)11的工作點，存在馬達(dá)11的驅(qū)動電力的電氣6次頻率屬于fr(下限)～fr(上限)的范圍內(nèi)的情況。該情況下，構(gòu)成升壓電路22的lc電路由于馬達(dá)11的驅(qū)動電力的高次諧波而諧振。結(jié)果，升壓電壓vh會變動，從電池12輸出的電流也會變動。
(升壓電路的諧振避免方法)
本申請發(fā)明人發(fā)現(xiàn)：若使從變換器21向馬達(dá)11輸出的矩形波電壓的矩形波的形狀在預(yù)定定時變化(參照圖3(b)的“馬達(dá)電壓”的箭頭)，則馬達(dá)11的驅(qū)動電力的電氣6次頻率能夠被高頻化(參照圖3的“馬達(dá)電力”)。結(jié)果，電氣6次頻率偏離fr(下限)～fr(上限)的范圍，能夠避免構(gòu)成升壓電路22的lc電路的諧振。
在本實施方式中，在通過矩形波控制方式控制馬達(dá)11時，以馬達(dá)11的工作點屬于作為在升壓電路22中產(chǎn)生諧振的工作區(qū)域的諧振區(qū)域為條件，使矩形波電壓的矩形波的形狀變化(即，使矩形波電壓的電壓極性暫時反轉(zhuǎn))，將馬達(dá)11的驅(qū)動電力的電氣6次頻率高頻化。
(矩形波控制方式)
避免上述的升壓電路22中的諧振的控制，以矩形波控制方式作為基礎(chǔ)，因此，首先，參照圖4，對于通過矩形波控制方式控制馬達(dá)11的情況下的馬達(dá)控制工作進(jìn)行說明。
為了執(zhí)行基于矩形波控制方式的馬達(dá)控制工作，控制裝置100構(gòu)成為具備三相/dq相變換部101、轉(zhuǎn)矩推定部102、減法器103、pi(proportional-integral：比例-積分)控制部104、相位限制器105以及脈沖發(fā)生器106作為在其內(nèi)部實現(xiàn)的邏輯處理塊或者物理的處理電路。
三相/dq相變換部101參照由旋轉(zhuǎn)檢測器25檢測到的馬達(dá)11的轉(zhuǎn)角θ，將通過電流傳感器26v以及26w分別檢測到的v相電流iv以及w相電流iw變換為d軸電流id以及q軸電流iq。
轉(zhuǎn)矩推定部102基于d軸電流id以及q軸電流iq來推定馬達(dá)11的輸出轉(zhuǎn)矩trq。此外，對于輸出轉(zhuǎn)矩trq的推定方法，可以應(yīng)用現(xiàn)有的方法，因此，省略其詳細(xì)的說明。
減法器103根據(jù)轉(zhuǎn)矩指令值trqcom和輸出轉(zhuǎn)矩trq求出轉(zhuǎn)矩偏差δtrq(＝trqcom-trq)。pi控制部104對于轉(zhuǎn)矩偏差δtrq進(jìn)行基于預(yù)定增益的pi運算，求取控制偏差，根據(jù)該求出的控制偏差來設(shè)定矩形波電壓的相位
具體而言，pi控制部104在轉(zhuǎn)矩指令值trqcom為正的情況下，當(dāng)轉(zhuǎn)矩不足時使電壓相位提前，當(dāng)轉(zhuǎn)矩過剩時使電壓相位延遲。另一方面，pi控制部104在轉(zhuǎn)矩指令值trqcom為負(fù)的情況下，當(dāng)轉(zhuǎn)矩不足時使電壓相位延遲，當(dāng)轉(zhuǎn)矩過剩時使電壓相位提前。
相位限制器105判定由pi控制部105設(shè)定的電壓相位
脈沖發(fā)生器106基于從相位限制器105供給的電壓相位
(脈沖樣式的決定方法)
控制裝置100構(gòu)成為還具備脈沖樣式?jīng)Q定部107。脈沖樣式?jīng)Q定部107決定是否使由脈沖發(fā)生器106生成的電壓脈沖指令值為按照在升壓電路22中不產(chǎn)生諧振那樣的脈沖樣式(以后，適當(dāng)稱為“新脈沖樣式”)的指令值。在此，“脈沖樣式”意味著規(guī)定各相的電壓相位和電壓指令值的關(guān)系(換言之，電壓相位相對于電壓指令值的變化)。
參照圖5的流程圖對脈沖樣式?jīng)Q定部107的脈沖樣式的決定方法進(jìn)行說明。以下說明的處理，通過控制裝置100的脈沖樣式?jīng)Q定部107以預(yù)定周期反復(fù)執(zhí)行。
在圖5中，脈沖樣式?jīng)Q定部107判定當(dāng)前的控制模式是否是矩形波控制方式(步驟s101)。在該判定的結(jié)果是，判定為當(dāng)前的控制模式不是矩形波控制方式的情況下(步驟s101：否)，脈沖樣式?jīng)Q定部107結(jié)束處理。該情況下，馬達(dá)控制裝置1通過正弦波pwm控制方式或者過調(diào)制pwm控制方式控制馬達(dá)11。
另一方面，在步驟s101的判定的結(jié)果是，判定為當(dāng)前的控制模式是矩形波控制方式的情況下(步驟s101：是)，脈沖樣式?jīng)Q定部107判定馬達(dá)11的工作點是否屬于諧振區(qū)域(即，判定馬達(dá)11的驅(qū)動電力的電氣6次頻率是否屬于構(gòu)成升壓電路22的lc電路諧振的頻率范圍fr(下限)～fr(上限))(步驟s102)。此外，電氣6次頻率可使用馬達(dá)11的轉(zhuǎn)速n(rpm：轉(zhuǎn)/分)而表示為n/60×(馬達(dá)11的極對數(shù))×6。
在步驟s102的判定的結(jié)果是，判定為馬達(dá)11的工作點屬于諧振區(qū)域的情況下(步驟s102：是)，脈沖樣式?jīng)Q定部107控制脈沖發(fā)生器106，以生成按照新脈沖樣式的電壓脈沖指令值(步驟s103)。
另一方面，在步驟s102的判定的結(jié)果是，判定為馬達(dá)11的工作點不屬于諧振區(qū)域的情況下(步驟s102：否)，脈沖樣式?jīng)Q定部107根據(jù)以往的矩形波控制方式(即，不考慮升壓電路22的諧振)，控制脈沖發(fā)生器106，以生成電壓脈沖指令值(步驟s104)。
(新脈沖樣式)
對于脈沖發(fā)生器106的按照新脈沖樣式的電壓脈沖指令值的生成方法的一例，參照圖6以及圖7進(jìn)行說明。圖6是示出第1實施方式的新脈沖樣式的一例的圖。圖7是用于說明第1實施方式的脈沖發(fā)生器的工作的圖。
如在上述的“矩形波控制方式”中說明的那樣，向脈沖發(fā)生器106供給電壓相位
但是，關(guān)于按照新脈沖樣式的電壓脈沖指令值的生成，也可以準(zhǔn)備根據(jù)馬達(dá)11的轉(zhuǎn)角θ來決定電壓脈沖指令值那樣的表，并使用該表。
圖6(a)示出新脈沖樣式的各相的波形的一例。具體而言，u相電壓脈沖的波形是，在高電平和低電平在轉(zhuǎn)角θ為180度反轉(zhuǎn)的矩形波中，在轉(zhuǎn)角θ為90度附近以及270度附近，高電平和低電平進(jìn)一步暫時反轉(zhuǎn)。v相電壓脈沖的波形是使u相電壓脈沖的波形的相位延遲120度的波形。w相電壓脈沖的波形是使u相電壓脈沖的波形的相位延遲240度(或者使相位提前120度)的波形。
若將高電平設(shè)為“1”、將低電平設(shè)為“0”，用數(shù)值表示圖6(a)所示的波形，則例如相位為α1(轉(zhuǎn)角θ＝0度)的情況下，按u相、v相、w相的順序成為“101”。這樣，通過使相位(轉(zhuǎn)角θ)與波形相關(guān)聯(lián)，來構(gòu)建圖6(b)所示那樣的表。此外，圖6(b)中的“0、1、2、…”是與相位相對應(yīng)的參照標(biāo)號。
脈沖發(fā)生器106具有角度一致檢測部1061以及樣式選擇部1062來作為在其內(nèi)部實現(xiàn)的邏輯處理塊或者物理的處理電路(參照圖7)。
角度一致檢測部1061在由旋轉(zhuǎn)檢測器25檢測到的馬達(dá)11的轉(zhuǎn)角θ與表所含的相位的任一個一致的情況下，輸出與一致的相位對應(yīng)的參照標(biāo)號n。具體而言，例如，在轉(zhuǎn)角θ與相位α3一致的情況下，角度一致檢測部1061輸出參照標(biāo)號“2”(參照圖6的(b))。
樣式選擇部1062基于從角度一致檢測部1061輸出的參照標(biāo)號n，從表取得各相的樣式，生成電壓脈沖指令值。具體而言，例如，在從角度一致檢測部1061輸出了參照標(biāo)號“2”的情況下，樣式選擇部1061從表取得“101”這一樣式。并且，樣式選擇部1062生成與高電平對應(yīng)的電壓脈沖指令值作為u相以及w相的電壓脈沖指令值，生成與低電平對應(yīng)的電壓脈沖指令值作為v相的電壓脈沖指令值。
此外，在從角度一致檢測部1061輸出新的參照標(biāo)號n之前，樣式選擇部1062生成基于前次輸出的參照標(biāo)號n的電壓脈沖指令值。也就是說，樣式選擇部1062例如在轉(zhuǎn)角θ從與相位α1一致之后到與相位α2一致之前，基于與相位α1對應(yīng)的參照標(biāo)號“0”生成電壓脈沖指令值。
通過根據(jù)電壓脈沖指令值對變換器21進(jìn)行開關(guān)控制，在預(yù)定定時，使向馬達(dá)11供給的矩形波電壓的電壓極性暫時反轉(zhuǎn)。具體而言，例如，u相電壓的情況下，在馬達(dá)11的轉(zhuǎn)角θ與相位α5一致的定時，使矩形波電壓的電壓極性從正向負(fù)反轉(zhuǎn)，在馬達(dá)11的轉(zhuǎn)角θ與相位α6一致的定時，使矩形波電壓的電壓極性從負(fù)向正再次反轉(zhuǎn)。
(效果)
在本實施方式的馬達(dá)控制裝置1中，在馬達(dá)11的工作點屬于在升壓電路22產(chǎn)生諧振的諧振區(qū)域的情況下，生成按照新脈沖樣式的電壓脈沖指令值。通過按照該生成的電壓脈沖指令值對變換器21進(jìn)行開關(guān)控制，馬達(dá)11的驅(qū)動電力的電氣6次頻率被高頻化，結(jié)果，能夠避免在升壓電路22中產(chǎn)生諧振。
在本實施方式中，以矩形波控制方式作為基礎(chǔ)實現(xiàn)了新脈沖樣式，因此，與正弦波pwm控制方式以及過調(diào)制pwm控制方式相比，能夠抑制變換器21的開關(guān)損耗而使能量效率提高。
<變形例>
接著，對于第1實施方式的變形例，參照圖8以及圖9進(jìn)行說明。圖8是用于說明第1實施方式的變形例的pwm信號生成部的工作的圖。圖9是示出第1實施方式的變形例的新脈沖樣式的一例的圖。
在上述的第1實施方式中，以矩形波控制方式作為基礎(chǔ)，但是，在本變形例中，以pwm控制方式作為基礎(chǔ)來實現(xiàn)新脈沖樣式。pwm控制方式下的馬達(dá)11的控制工作，可以應(yīng)用現(xiàn)有的各種方式，因此，省略其詳細(xì)的說明。在此，參照圖8以及圖9，僅對控制裝置100為了通過pwm控制方式對馬達(dá)11進(jìn)行控制而作為在其內(nèi)部實現(xiàn)的邏輯處理塊或者物理處理電路所具備的pwm信號生成部111的工作進(jìn)行說明。
本變形例的pwm信號生成部111通過三角波比較方式實現(xiàn)pwm控制(參照圖8)。pwm信號生成部111具有：生成u相電壓脈沖的比較器1111、生成v相電壓脈沖的比較器1112以及生成w相電壓脈沖的比較器1113。比較器1111、1112以及1113分別被輸入同一載波(三角波)。
若具有圖9所示那樣的波形的u相電壓指令、v相電壓指令以及w相電壓指令作為調(diào)制波被輸入到比較器1111、1112以及1113，則會生成與圖6(a)所示的新脈沖樣式的脈沖波形同樣的脈沖波形(參照圖9的“u相電壓脈沖”、“v相電壓脈沖”、“w相電壓脈沖”)。
這樣，通過適當(dāng)選擇調(diào)制波以及載波各波的波形，即便是pwm控制方式，也能夠?qū)崿F(xiàn)可以避免在升壓電路22中產(chǎn)生諧振的新脈沖樣式。
<第2實施方式>
參照圖10至圖12，對本發(fā)明的馬達(dá)控制裝置的第2實施方式進(jìn)行說明。在第1實施方式中，馬達(dá)11的電壓與電流的相位差(即，功率因數(shù))被設(shè)為固定值(具體而言，相位差為零)。在第2實施方式中，在考慮功率因數(shù)來決定新脈沖樣式的脈沖波形這一點上，與第1實施方式不同，除此以外，與上述的第1實施方式同樣。因此，對于第2實施方式，省略與第1實施方式重復(fù)的說明，并且對于附圖上的共通部位標(biāo)注同一標(biāo)號來表示，基本上僅對于不同的點，參照圖10至圖12進(jìn)行說明。
圖10是示出第2實施方式的新脈沖樣式的概念的概念圖。圖11是示出第2實施方式的相位關(guān)系檢測的概念的概念圖。圖12是示出第2實施方式的新脈沖樣式的一例的圖。
(新脈沖樣式)
方便起見，矩形波控制的例如u相電壓指令(即，u相電壓脈沖)用圖10所示那樣的正弦波表示。在馬達(dá)11的電壓(在此，u相電壓指令)與馬達(dá)11的u相電流的相位差δφ為零的情況下(即，功率因數(shù)為1的情況下)，對于u相，將圖6(a)所示的高電平和低電平在馬達(dá)11的轉(zhuǎn)角θ為90度附近以及270度附近反轉(zhuǎn)的脈沖樣式?jīng)Q定為新脈沖樣式。
另一方面，在相位差δφ不為零的情況下，若與馬達(dá)11的u相電流的峰值相配合地進(jìn)行矩形波電壓的電壓極性的暫時的反轉(zhuǎn)，則能夠抑制馬達(dá)11的電力變動，這根據(jù)本申請發(fā)明人的研究已判明。該情況下，為了維持向馬達(dá)11供給的u相電壓的波形的90度對稱性，在從u相電壓指令的峰值提前(或者延遲)相位差δφ的定時，也進(jìn)行矩形波電壓的電壓極性的暫時的反轉(zhuǎn)。因此，對于u相，將圖10的下段所示的脈沖樣式?jīng)Q定為新脈沖樣式。
本實施方式的脈沖發(fā)生器106(參照圖4)基于從相位限制器105(參照圖4)供給的電壓相位
圖12(a)示出相位差δφ為“m”的情況下的新脈沖樣式的各相的波形的一例。通過將高電平設(shè)為“1”、將低電平設(shè)為“0”，并用數(shù)值表示圖12(a)所示的波形，來構(gòu)建在相位差δφ為“m”的情況下的表(根據(jù)馬達(dá)11的轉(zhuǎn)角θ決定電壓脈沖指令值的表)(參照圖12(b))。
在本實施方式中，這樣構(gòu)建的與多個相位差δφ分別對應(yīng)的多個表預(yù)先保存于脈沖發(fā)生器106。
在馬達(dá)控制裝置1利用矩形波控制方式控制馬達(dá)11、并且由脈沖樣式?jīng)Q定部107控制脈沖發(fā)生器106以生成按照新脈沖樣式的電壓脈沖指令值的情況下，脈沖發(fā)生器106首先求出如上述那樣的相位差δφ。
接著，脈沖發(fā)生器106選擇與所求出的相位差δφ對應(yīng)的表。并且，脈沖發(fā)生器106的角度一致檢測部1061(參照圖8)在由旋轉(zhuǎn)檢測器25檢測到的馬達(dá)11的轉(zhuǎn)角θ與所選擇的表中所包含的相位的任一個一致的情況下，輸出與一致的相位對應(yīng)的參照標(biāo)號n。
然后，脈沖發(fā)生器106的樣式選擇部1062(參照圖8)基于從角度一致檢測部1061輸出的參照標(biāo)號n，從所選擇的表取得各相的樣式，生成電壓脈沖指令值。
(效果)
在考慮了功率因數(shù)的新脈沖樣式中，矩形波電壓的電壓極性的暫時反轉(zhuǎn)會在馬達(dá)11的電力變動成為峰值的定時進(jìn)行。結(jié)果，馬達(dá)11的電力變動受到抑制，并且馬達(dá)11的驅(qū)動電力的電氣6次頻率被高頻化。因此，根據(jù)本實施方式的馬達(dá)控制裝置1，能夠一邊適當(dāng)?shù)匾种岂R達(dá)11的電力變動，一邊避免在升壓電路22中產(chǎn)生諧振。
此外，本實施方式的“控制裝置100”，是本發(fā)明的“控制單元”的一例。
<第3實施方式>
參照圖13至圖15，對本發(fā)明的馬達(dá)控制裝置的第3實施方式進(jìn)行說明。在第3實施方式中，在根據(jù)馬達(dá)11的工作樣態(tài)(具體而言，是動力運行還是再生)來決定新脈沖樣式的脈沖波形這一點上，與第1實施方式不同，除此以外，與上述的第1實施方式同樣。因此，對于第3實施方式，省略與第1實施方式重復(fù)的說明，并且對附圖中的共通部位標(biāo)注同一標(biāo)號來表示，基本上僅對于不同的點，參照圖13至圖15進(jìn)行說明。圖13是示出第3實施方式的動力運行時的新脈沖樣式的一例的圖。
(新脈沖樣式)
(1)動力運行時
在控制馬達(dá)11以輸出驅(qū)動力的情況下(即，動力運行時)，例如將圖13(a)所示的脈沖樣式?jīng)Q定為新脈沖樣式。具體而言，u相電壓脈沖的波形是，在高電平和低電平在轉(zhuǎn)角θ為180度反轉(zhuǎn)的矩形波中，在轉(zhuǎn)角θ為例如162度附近以及例如342度附近，高電平和低電平進(jìn)一步暫時反轉(zhuǎn)。v相電壓脈沖的波形是使u相電壓脈沖的波形的相位延遲120度的波形。w相電壓脈沖的波形是使u相電壓脈沖的波形的相位延遲240度(或者使相位提前120度)的波形。
通過將高電平設(shè)為“1”，將低電平設(shè)為“0”，用數(shù)值表示圖13(a)所示的各相電壓脈沖的波形，來構(gòu)筑動力運行時的表(根據(jù)馬達(dá)11的轉(zhuǎn)角θ決定電壓脈沖指令值的表)(參照圖13(b))。
在馬達(dá)控制裝置1通過矩形波控制方式控制馬達(dá)11以輸出驅(qū)動力，并且通過脈沖樣式?jīng)Q定部107控制脈沖發(fā)生器106以生成按照新脈沖樣式的電壓脈沖指令值的情況下，脈沖發(fā)生器106選擇與動力運行時對應(yīng)的表。并且，脈沖發(fā)生器106的角度一致檢測部1061(參照圖8)在由旋轉(zhuǎn)檢測器25檢測到的馬達(dá)11的轉(zhuǎn)角θ與所選擇的表中所包含的相位的任一個一致的情況下，輸出與一致的相位對應(yīng)的參照標(biāo)號n。
接著，脈沖發(fā)生器106的樣式選擇部1062(參照圖8)基于從角度一致檢測部1061輸出的參照標(biāo)號n，從所選擇的表取得各相的樣式，生成電壓脈沖指令值。
在此，參照圖14對按照圖13(a)所示的脈沖樣式控制馬達(dá)11的情況下的三相電力的波形進(jìn)行說明。此外，三相電力的波形是指各相的電力波形重疊后的波形。圖14(a)是示出根據(jù)以往的矩形波控制方式控制馬達(dá)11的情況下的馬達(dá)電壓、馬達(dá)電流以及馬達(dá)電力各自的與一個周期相應(yīng)的波形的一例的圖。圖14(b)是示出按照新脈沖樣式控制馬達(dá)11的情況下的馬達(dá)電壓、馬達(dá)電流以及馬達(dá)電力各自的與一個周期相應(yīng)的波形的一例的圖。
比較圖14(a)的“三相電力”和圖14(b)的“三相電力”可知，在按照新脈沖樣式控制馬達(dá)11的情況下(參照圖14(b))，因從變換器21輸出的矩形波電壓的電壓極性暫時反轉(zhuǎn)(參照圖14(b)的“馬達(dá)電壓”的箭頭)，在三相電力的波形的峰部分會產(chǎn)生刻痕。此外，刻痕在6個部位產(chǎn)生的理由是因為：在各相的馬達(dá)電壓中，電壓極性的暫時反轉(zhuǎn)各發(fā)生2次，三相合起來發(fā)生6次電壓極性的暫時反轉(zhuǎn)。
本申請發(fā)明人通過研究明確了：若對圖14(a)的“三相電力”所示的波形、以及圖14(b)的“三相電力”所示的波形的各波形實施高次諧波解析，可得到如下的結(jié)果。即，電氣頻率的6次分量，在按照新脈沖樣式控制馬達(dá)11的情況下，與根據(jù)以往的矩形波控制方式控制馬達(dá)11的情況相比，顯著地小。另一方面，對于電氣頻率的12次分量、18次分量，在按照新脈沖樣式控制馬達(dá)11的情況下，與根據(jù)以往的矩形波控制方式控制馬達(dá)11的情況相比，較大。也就是說，通過按照新脈沖樣式控制馬達(dá)11，三相電力的波形的電氣頻率的6次分量被高頻化。
(2)再生時
在由馬達(dá)11進(jìn)行再生的情況下，將例如圖15(a)所示的脈沖樣式?jīng)Q定為新脈沖樣式。具體而言，u相電壓脈沖的波形是，在高電平和低電平轉(zhuǎn)角θ為180度反轉(zhuǎn)的矩形波中，在轉(zhuǎn)角θ例如為18度附近以及例如為198度附近，高電平和低電平進(jìn)一步暫時反轉(zhuǎn)。v相電壓脈沖的波形(未圖示)是使u相電壓脈沖的波形的相位延遲120度的波形。w相電壓脈沖的波形(未圖示)是使u相電壓脈沖的波形的相位延遲240度(或者使相位提前120度)的波形。
(3)動力運行時(變形例)
在控制馬達(dá)11以輸出驅(qū)動力的情況下，也可以將例如圖15(b)所示的脈沖樣式?jīng)Q定為新脈沖樣式。具體而言，u相電壓脈沖的波形是，高電平和低電平在轉(zhuǎn)角θ為180度反轉(zhuǎn)的矩形波中，在轉(zhuǎn)角θ例如為102度附近以及例如為282度附近，高電平和低電平進(jìn)一步暫時反轉(zhuǎn)。v相電壓脈沖的波形(未圖示)是使u相電壓脈沖的波形的相位延遲120度的波形。w相電壓脈沖的波形(未圖示)是使u相電壓脈沖的波形的相位延遲240度(或者使相位提前120度)的波形。
(新脈沖樣式的實驗上的求取方法)
對于用實驗方式求出圖13以及圖15所示的脈沖樣式的方法的一例進(jìn)行說明。以下，在例如圖13(a)所示的u相電壓脈沖的波形中，在180度以下，將與從高電平向低電平反轉(zhuǎn)的相位α8相當(dāng)?shù)南辔环Q為“開始位置θs1”，將與從低電平再次向高電平反轉(zhuǎn)的相位α9相當(dāng)?shù)南辔环Q為“結(jié)束位置θe1”。此外，圖13(a)所示的u相電壓脈沖的波形中的相位α17以及相位α18，分別表示為“θs1+180”以及“θe1+180”。另外，對于v相電壓脈沖以及w相電壓脈沖，將對u相電壓脈沖求出的開始位置θs1以及結(jié)束位置θe1錯開120度或者240度即可。
首先，在180度以下設(shè)定開始位置θs1以及結(jié)束位置θe1的搜索范圍。此外，優(yōu)選將搜索范圍的上限值與下限值的差設(shè)為30度以下。接著，一邊在所設(shè)定的搜索范圍內(nèi)使開始位置θs1以及結(jié)束位置θe1各自變化，一邊利用實際設(shè)備取得三相電壓波形以及三相電流波形。此時，優(yōu)選將開始位置θs1與結(jié)束位置θe1的差設(shè)為一定。
接著，根據(jù)所取得的三相電壓波形以及三相電流波形，按開始位置θs1以及結(jié)束位置θe1的各個組合求取三相電力的波形，對該求出的三相電力的波形實施高次諧波解析。接著，高次諧波解析的結(jié)果，將電氣頻率的6次分量最小的開始位置θs1以及結(jié)束位置θe1的組合決定為最佳開始位置θsmin以及最佳結(jié)束位置θemin。
通過針對由轉(zhuǎn)速以及轉(zhuǎn)矩規(guī)定的馬達(dá)11的多個工作點的各工作點反復(fù)進(jìn)行上述的步驟，能夠求取與馬達(dá)11的各工作點對應(yīng)的新脈沖樣式。
(效果)
根據(jù)本實施方式的馬達(dá)控制裝置1，尤其是，由于將與馬達(dá)11的工作樣態(tài)對應(yīng)的最佳的脈沖樣式選擇為新脈沖樣式，因此，能夠恰當(dāng)?shù)乇苊庠谏龎弘娐?2中產(chǎn)生諧振。此外，在本實施方式中，由于以矩形波控制方式為基礎(chǔ)來實現(xiàn)新脈沖樣式，因此，與正弦波pwm控制方式以及過調(diào)制pwm控制方式相比，能夠抑制變換器21的開關(guān)損耗而提高能量效率。
<第4實施方式>
參照圖16至圖24對本發(fā)明的馬達(dá)控制裝置的第4實施方式進(jìn)行說明。在第4實施方式中，除了新脈沖樣式的脈沖波形的求取方法不同之外，與上述的第3實施方式同樣。因此，對于第4實施方式，省略與第3實施方式重復(fù)的說明，并且對于附圖上的共通部位標(biāo)注同一標(biāo)號而示出，基本上，僅對于不同的點，參照圖16至圖24進(jìn)行說明。
(新脈沖樣式的求取方法)
首先，說明新脈沖樣式的求取方法的概要，然后說明各處理的詳情。
(1)概要
首先，參照圖17的流程圖，對本實施方式的新脈沖樣式的脈沖波形的求取方法的概要進(jìn)行說明。在此，如圖16所示，本實施方式的控制裝置100構(gòu)成為：具備脈沖樣式運算裝置(以后，稱為“運算裝置”)120來作為在其內(nèi)部實現(xiàn)的邏輯處理塊或者物理的處理電路。
在圖17中，運算裝置120，取得三相電力的波形(步驟s10)。接著，運算裝置120基于所取得的三相電力的波形，計算應(yīng)使矩形波電壓的電壓極性暫時反轉(zhuǎn)的電壓相位，作為脈沖位置(步驟s20)。此外，本實施方式的“脈沖位置”與上述的第3實施方式不同，表示電壓極性暫時反轉(zhuǎn)了的電壓相位范圍的中央值(centervalue)(例如參照圖23的“θmin”)。
接著，運算裝置120基于計算出的脈沖位置等，計算應(yīng)繼續(xù)暫時的電壓極性的反轉(zhuǎn)的電壓相位范圍，作為脈沖寬度(步驟s30)。最后，運算裝置120基于所計算的脈沖位置以及脈沖寬度，決定新脈沖樣式的脈沖波形(步驟s40)。
(2)波形取得處理
關(guān)于上述的步驟s10的處理的詳情，參照圖18的流程圖進(jìn)行說明。
在圖18中，運算裝置120取得各相(即u相、v相以及w相)的電壓波形及電流波形、以及變換器21的輸入電壓(即升壓電壓vh)(步驟s101)。此外，所取得的各相的電壓波形以及電流波形，是對于馬達(dá)11的某工作點通過實際測量或者模擬而求出的波形(此外，設(shè)為馬達(dá)11通過以往的矩形波控制方式、或者按照預(yù)先求出的新脈沖樣式而被控制)。
接著，運算裝置120從所取得的各相的電壓波形以及電流波形中，提取同步后的與至少一個周期相應(yīng)的各相的電壓波形以及電流波形(步驟s102)。在此，將所提取的各相的電壓波形以及電流波形如下表示。即，u相電壓波形為vu(θ)，u相電流波形為iu(θ)，v相電壓波形為vv(θ)，v相電流波形為vi(θ)，w相電壓波形為vw(θ)，w相電流波形為vw(θ)。在此，設(shè)θ滿足“0≤θ≤360”的關(guān)系。
接著，運算裝置120基于各相的電壓波形以及電流波形計算三相電力的波形(步驟s103)。在此，若將三相電力的波形設(shè)為p(θ)，則表示為波形p(θ)＝vu(θ)×iu(θ)+vv(θ)×iv(θ)+vw(θ)×iw(θ)。
(3)脈沖位置算出處理
關(guān)于上述的步驟s20的處理的詳情，參照圖19的流程圖進(jìn)行說明。
在圖19中，運算裝置120將相位α設(shè)定為作為初始值的“-90”(步驟s201)。接著，運算裝置120基于波形p(θ)，求出“p(θ)×sin(6θ+α)”作為“psin6(θ，α)”(即，psin6(θ，α)＝p(θ)×sin(6θ+α))。另外，運算裝置120求出“p(θ)×cos(6θ+α)”作為“pcos6(θ，α)”(即，pcos6(θ，α)＝p(θ)×cos(6θ+α))。
接著，運算裝置120將psin6(θ，α)以及pcos6(θ，α)，以0～360關(guān)于θ進(jìn)行積分，求取pa(α)(＝∫psin6(θ，α)×dθ)以及pb(α)(＝∫pcos6(θ，α)×dθ)(步驟s202)。
接著，運算裝置120使相位α增加δα(步驟s203)，對于新的相位α，與上述的步驟s202的處理同樣地，求取pa(α)以及pb(α)(步驟s204)。
接著，運算裝置120基于在本次步驟s204的處理中求出的pa(α)以及pb(α)和在前次的處理(即，步驟s202的處理、或者前次的步驟s204的處理)中求出的pa(α-δα)以及pb(α-δα)(如圖18的步驟s203所示，由于相位α每次被更新，因此，方便起見，將前次的相位α記載為“α-δα”)，判定pa(α)-pb(α)的絕對值是否為pa(α-δα)-pb(α-δα)的絕對值以下(步驟s205)。
在步驟s205的判定中判定為pa(α)-pb(α)的絕對值比pa(α-δα)-pb(α-δα)的絕對值大的情況下(步驟s205：否)，進(jìn)行后述的步驟s207的處理。
另一方面，在步驟s205的判定中判定為pa(α)-pb(α)的絕對值為pa(α-δα)-pb(α-δα)的絕對值以下的情況下(步驟s205：是)，運算裝置120存儲當(dāng)前的相位α作為αmin(步驟s206)。
接著，運算裝置120判定相位α是否為90度以上(步驟s207)。在該判定中判定為相位α小于90度的情況下(步驟s207：否)，進(jìn)行上述的步驟s203的處理。
另一方面，在步驟s207的判定中判定為相位α為90度以上的情況下(步驟s207：是)，運算裝置120將θ設(shè)定為作為初始值的“θc-θa”(步驟s208)。此外，“θa”、“θc”以及后述的“θb”是常數(shù)。“θa”、“θb”以及“θc”，在后述的步驟s209以后的處理中，是規(guī)定θ的變化范圍的值。具體而言，θ在θc-θa～θc+θb的范圍內(nèi)變化。
接著，運算裝置120求取psin6(θ，αmin)(＝p(θ)×sin(6θ+αmin))以及pcos6(θ，αmin)(＝p(θ)×cos(6θ+αmin))(步驟s209)。
接著，運算裝置120使θ增加δθ(步驟s210)，并且對于新的θ，與上述的步驟s209同樣地，求取psin6(θ，αmin)以及pcos6(θ，αmin)(步驟s211)。
接著，運算裝置120基于在本次步驟s211的處理中求出的psin6(θ，αmin)以及pcos6(θ，αmin)和在前次的處理(即，步驟s209的處理、或者前次的步驟s211的處理)中求出的psin6(θ-δθ，αmin)以及pcos6(θ-δθ，αmin)(如圖18的步驟s210所示，由于θ每次被更新，因此，方便起見，將前次的θ記載為“θ-δθ”)，判定psin6(θ，αmin)-pcos6(θ，αmin)的絕對值是否為psin6(θ-δθ，αmin)-pcos6(θ-δθ，αmin)的絕對值以下(步驟s212)。
此外，在圖18中，方便起見，將“psin6(θ，αmin)-pcos6(θ，αmin)”記載為“psin6(n)-pcos6(n)”，將“psin6(θ-δθ，αmin)-pcos6(θ-δθ，αmin)”記載為“psin6(n-1)-pcos6(n-1)”。
在步驟s212的判定中判定為psin6(θ，αmin)-pcos6(θ，αmin)的絕對值比psin6(θ-δθ，αmin)-pcos6(θ-δθ，αmin)的絕對值大的情況下(步驟s212：否)，進(jìn)行后述的步驟s214的處理。
另一方面，在步驟s212的判定中判定為psin6(θ，αmin)-pcos6(θ，αmin)的絕對值為psin6(θ-δθ，αmin)-pcos6(θ-δθ，αmin)的絕對值以下的情況下(步驟s212：是)，運算裝置120存儲當(dāng)前的θ作為θmin(步驟s213)。
接著，運算裝置120判定θ是否為“θc+θb”以上(步驟s213)。在該判定中判定為θ小于“θc+θb”的情況下(步驟s213：否)，進(jìn)行上述的步驟s210的處理。另一方面，在該判定中判定為θ為“θc+θb”以上的情況下(步驟s213：是)，結(jié)束圖18所示的處理。
在此，上述的步驟s208～s214的處理，是用于搜索例如圖20所示的psin6(θ)的波形與pcos6(θ)的波形的交點的處理。當(dāng)圖18所示的處理結(jié)束時，作為θmin存儲的值，是表示交點的相位。具體而言，例如，在圖13的u相電壓脈沖中，高電平和低電平暫時反轉(zhuǎn)的162度對應(yīng)于在圖20中由圓c1圍出的交點的相位。另外，在圖15(b)的u相電壓脈沖中，高電平和低電平暫時反轉(zhuǎn)的102度對應(yīng)于在圖20中由圓c2圍出的交點的相位。
(4)脈沖寬度算出處理
關(guān)于上述的步驟s30的處理的詳情，參照圖21以及圖22的流程圖進(jìn)行說明。
在圖21中，運算裝置120將脈沖寬度w設(shè)定為作為初始值的“wa”(步驟s301)。接著，運算裝置120基于θmin以及脈沖寬度w，生成矩形波電壓的電壓波形(步驟s302)。
在此，參照圖22的流程圖，對步驟s302的處理予以說明。此外，圖22示出u相電壓的電壓波形的生成處理，但是，對于v相電壓以及w相電壓也進(jìn)行同樣的處理。
在圖22中，運算裝置120將θ設(shè)定為作為初始值的“0”(步驟s3001)。接著，運算裝置120判定θ是否為0以上且小于“θmin-w/2”(步驟s3002)。在該判定中判定為θ為0以上且小于“θmin-w/2”的情況下(步驟s3002：是)，運算裝置120將關(guān)于當(dāng)前的θ以及脈沖寬度w的u相電壓vu(θ，w)設(shè)為“vh(θ)/2”(步驟s3003)。在此，“vh(θ)”是在圖18的步驟s101的處理中取得的變換器21的輸入電壓的電壓波形。
接著，運算裝置120使θ增加δθ(步驟s3004)，對于新的θ，判定是否為360以上(步驟s3005)。在該判定中判定為θ為360以上的情況下(步驟s3005：是)，結(jié)束圖22所示的處理。另一方面，在步驟s3005的判定中判定為θ小于360的情況下(步驟s3005：否)，進(jìn)行上述的步驟s3002的處理。
在步驟s3002的判定中判定為θ為“θmin-w/2”以上的情況下(步驟s3002：否)，運算裝置120判定θ是否小于“θmin+w/2”(步驟s3006)。在該判定中判定為θ小于“θmin+w/2”的情況下(步驟s3006：是)，運算裝置120將關(guān)于當(dāng)前的θ以及脈沖寬度w的u相電壓vu(θ，w)設(shè)為“-vh(θ)/2”(步驟s3007)，進(jìn)行步驟s3004的處理。
在步驟s3006的判定中判定為θ為“θmin+w/2”以上的情況下(步驟s3006：否)，運算裝置120判定θ是否小于“180”(步驟s3008)。在該判定中判定為θ小于“180”的情況下(步驟s3008：是)，運算裝置120將關(guān)于當(dāng)前的θ以及脈沖寬度w的u相電壓vu(θ，w)設(shè)為“vh(θ)/2”(步驟s3009)，進(jìn)行步驟s3004的處理。
在步驟s3008的判定中判定為θ為“180”以上的情況下(步驟s3008：否)，運算裝置120判定θ是否小于“180+θmin-w/2”(步驟s3010)。在該判定中判定為θ小于“180+θmin-w/2”的情況下(步驟s3010：是)，運算裝置120將關(guān)于當(dāng)前的θ以及脈沖寬度w的u相電壓vu(θ，w)設(shè)為“-vh(θ)/2”(步驟s3011)，進(jìn)行步驟s3004的處理。
在步驟s3010的判定中判定為θ為“180+θmin-w/2”以上的情況下(步驟s3010：否)，運算裝置120判定θ是否小于“180+θmin+w/2”(步驟s3012)。在該判定中判定為θ小于“180+θmin+w/2”的情況下(步驟s3012：是)，運算裝置120將關(guān)于當(dāng)前的θ以及脈沖寬度w的u相電壓vu(θ，w)設(shè)為“vh(θ)/2”(步驟s3013)，進(jìn)行步驟s3004的處理。
在步驟s3012的判定中判定為θ為“180+θmin+w/2”以上的情況下(步驟s3012：否)，運算裝置120將關(guān)于當(dāng)前的θ以及脈沖寬度w的u相電壓vu(θ，w)設(shè)為“-vh(θ)/2”(步驟s3014)，進(jìn)行步驟s3004的處理。
進(jìn)行圖22所示的處理后的結(jié)果，生成例如圖23所示那樣的矩形波電壓的電壓波形。
再次返回圖21，運算裝置120基于在步驟s302的處理中生成的各相的電壓波形等，計算三相電力的波形(步驟s303)。將關(guān)于脈沖寬度w的三相電力的波形設(shè)為“p1(θ，w)”。此外，在該處理中，各相的電流波形也可以使用在圖18的步驟s101的處理中取得的各相的電流波形。
接著，運算裝置120基于在圖19所示的處理中求出的αmin和波形p1(θ，w)，求取“p1(θ，w)×sin(6θ+αmin)”作為“p1sin6(θ，w)”(即，p1sin6(θ，w)＝p1(θ，w)×sin(6θ+αmin))。另外，運算裝置120求取“p1(θ，w)×cos(6θ+αmin)”作為“p1cos6(θ，w)”(即，p1cos6(θ，w)＝p1(θ，w)×cos(6θ+αmin))。(步驟s304)
若將由p1sin6(θ，w)表示的波形和由p1cos6(θ，w)表示的波形重疊地表示，則與圖20同樣。
接著，運算裝置120將p1sin6(θ，w)以及p1cos6(θ，w)的各個，以0～360關(guān)于θ進(jìn)行積分，求取p1a(αmin)(＝∫p1sin6(θ，w)×dθ)以及p1b(αmin)(＝∫p1cos6(θ，w)×dθ)(步驟s305)。
接著，運算裝置120基于p1a(αmin)以及p1b(αmin)，計算p1a(αmin)的平方與p1b(αmin)的平方的差的平方根，作為關(guān)于脈沖寬度w的電氣頻率的6次分量的變動p6(w)(步驟s306)。
接著，運算裝置120使脈沖寬度w增加δw(步驟s307)，對于新的脈沖寬度w，將與上述的步驟s302～s306相同的處理，作為步驟s308～s312來執(zhí)行。
接著，運算裝置120判定在本次步驟s312的處理中求出的p6(w)是否為在前次的處理(即，步驟s306的處理、或者前次的步驟s312的處理)中求出的p6(w-δw)(如圖21的步驟s307所示，脈沖寬度w每次被更新，因此，方便起見，將前次的脈沖寬度w記載為“w-δw”)以下(步驟s313)。
在步驟s313的判定中判定為p6(w)比p6(w-δw)大的情況下(步驟s313：否)，進(jìn)行后述的步驟s315的處理。另一方面，在步驟s313的判定中判定為p6(w)為p6(w-δw)以下的情況下(步驟s313：是)，運算裝置120存儲當(dāng)前的脈沖寬度w作為wmin(步驟s314)。
接著，運算裝置120判定脈沖寬度w是否小于常數(shù)wb(wb>wa)(步驟s315)。在該判定中判定為脈沖寬度w小于常數(shù)wb的情況下(步驟s315：是)，進(jìn)行上述的步驟s308的處理。另一方面，在該判定中判定為脈沖寬度w為常數(shù)wb以上的情況下(步驟s315：否)，結(jié)束圖21所示的處理。
(5)脈沖樣式?jīng)Q定處理
參照圖24的流程圖，對上述的步驟s40的處理的詳情進(jìn)行說明。圖24中，設(shè)脈沖樣式的波形為“pls(θ)”。此外，圖24示出u相電壓的脈沖樣式(即，u相電壓脈沖的波形)的生成處理，但是，對于v相電壓以及w相電壓也進(jìn)行同樣的處理。
圖24中，運算裝置120將θ設(shè)定為作為初始值的“0”(步驟s401)。接著，運算裝置120判定θ是否比“θmin-wmin/2”大(步驟s402)。在該判定中判定為θ為“θmin-w/2”以下的情況下(步驟s402：否)，運算裝置120將針對當(dāng)前的θ的波形pls(θ)的值設(shè)為“1(即，高電平)”(步驟s403)。
接著，運算裝置120使θ增加δθ(步驟s404)，對于新的θ，判定是否為360以上(步驟s405)。在該判定中判定為θ為360以上的情況下(步驟s405：是)，結(jié)束圖24所示的處理。另一方面，在步驟s405的判定中判定為θ小于360的情況下(步驟s405：否)，進(jìn)行上述的步驟s402的處理。
在步驟s402的判定中判定為θ比“θmin-wmin/2”大的情況下(步驟s402：是)，運算裝置120判定θ是否比“θmin+wmin/2”大(步驟s406)。在該判定中判定為θ為“θmin+wmin/2”以下的情況下(步驟s406：否)，運算裝置120將關(guān)于當(dāng)前的θ的波形pls(θ)的值設(shè)為“0(即，低電平)”(步驟s407)，進(jìn)行步驟s404的處理。
在步驟s406的判定中判定為θ比“θmin+wmin/2”大的情況下(步驟s406：是)，運算裝置120判定θ是否比“180”大(步驟s408)。在該判定中判定為θ為“180”以下的情況下(步驟s408：否)，運算裝置120將關(guān)于當(dāng)前的θ的波形pls(θ)的值設(shè)為“1”(步驟s409)，進(jìn)行步驟s404的處理。
在步驟s408的判定中判定為θ比“180”大的情況下(步驟s408：是)，運算裝置120判定θ是否比“180+θmin-wmin/2”大(步驟s410)。在該判定中判定為θ為“180+θmin-wmin/2”以下的情況下(步驟s410：否)，運算裝置120將關(guān)于當(dāng)前的θ的波形pls(θ)的值設(shè)為“0”(步驟s411)，進(jìn)行步驟s404的處理。
在步驟s410的判定中判定為θ比“180+θmin-wmin/2”大的情況下(步驟s410：是)，運算裝置120判定θ是否比“180+θmin+wmin/2”大(步驟s412)。在該判定中判定為θ為“180+θmin+wmin/2”以下的情況下(步驟s412：否)，運算裝置120將關(guān)于當(dāng)前的θ的波形pls(θ)設(shè)為“1”(步驟s413)，進(jìn)行步驟s404的處理。
在步驟s412的判定中判定為θ比“180+θmin+w/2”大的情況下(步驟s412：是)，運算裝置120將關(guān)于當(dāng)前的θ的波形pls(θ)設(shè)為“0”(步驟s414)，進(jìn)行步驟s404的處理。
進(jìn)行圖24所示的處理后的結(jié)果，生成振幅被標(biāo)準(zhǔn)化(即，振幅為1)了的、例如圖23所示的脈沖波形的脈沖樣式。
(效果)
根據(jù)本實施方式的馬達(dá)控制裝置1，能夠通過運算處理求取新脈沖樣式，因此，在實用上非常有利。并且，若按照所求取的新脈沖樣式來控制馬達(dá)11，則即便馬達(dá)11的工作點屬于諧振區(qū)域，也能夠適當(dāng)?shù)乇苊庠谏龎弘娐?2中產(chǎn)生諧振。此外，在本實施方式中，以矩形波控制方式為基礎(chǔ)來實現(xiàn)新脈沖樣式，因此，與正弦波pwm控制方式以及過調(diào)制pwm控制方式相比，能夠抑制變換器21的開關(guān)損耗而提高能量效率。
本發(fā)明不限于上述的實施方式，在不違反可以從權(quán)利要求書以及說明書整體理解的發(fā)明的主旨或思想的范圍內(nèi)，可以適當(dāng)變更，與這樣的變更相伴的馬達(dá)控制裝置也包含于本發(fā)明的技術(shù)范圍。
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