本發(fā)明涉及電路領域，更為具體地，涉及多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器設計方法。

背景技術(shù)：

隨著光伏電池成本不斷降低、光伏發(fā)電技術(shù)日趨成熟，光伏發(fā)電占總發(fā)電量比重越來越高。作為未來光伏發(fā)展的重要趨勢，大型光伏電站和大容量的分布式發(fā)電多采用多個光伏并網(wǎng)逆變器并聯(lián)連接方式集中并網(wǎng)。電網(wǎng)中不可避免地存在電網(wǎng)阻抗，且電網(wǎng)運行方式的改變，也會引起電網(wǎng)阻抗的變化。當電網(wǎng)阻抗變化時，可能引發(fā)多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)定性以及并網(wǎng)電流諧波含量超標等問題。電網(wǎng)阻抗的存在會影響多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器的電流環(huán)控制，降低系統(tǒng)的相位裕度，影響系統(tǒng)的穩(wěn)定性。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

鑒于此，本發(fā)明的目的是提供一種多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器設計方法。

本發(fā)明的目的是通過以下技術(shù)方案實現(xiàn)的，一種多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器設計方法，包括以下步驟：

步驟1)根據(jù)系統(tǒng)的功率P，直流側(cè)電壓U_dc，電網(wǎng)電壓u_g，開關(guān)頻率f_s，以及逆變側(cè)電流紋波要求η，求出LCL濾波器的逆變器側(cè)電感L₁；

步驟2)假設逆變器采用單電感L₁濾波，設計控制器G_c(s)，并求出此時的系統(tǒng)開環(huán)截止頻率ω_c；

步驟3)由諧振頻率ω_resm大于ω_c，求出對應的濾波電容C₁；

步驟4)綜合考慮LCL濾波器的濾波性能和成本，求出最優(yōu)的電網(wǎng)側(cè)電感L₂，同時，校驗f_res0是否大于10倍的電網(wǎng)頻率，且小于開關(guān)頻率的一半，如不滿足，可返回步驟3)，調(diào)整C₁的取值；

步驟5)設計有源阻尼系數(shù)k_d，畫出系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)Bode圖，檢驗系統(tǒng)控制性能是否滿足要求，如不滿足，調(diào)整控制器G_c(s)的參數(shù)。

進一步，所述的逆變器側(cè)電感L₁通過以下方法獲?。河晒絃₁≥U_dc u_g/4u_gPf_s得L₁的取值范圍。

進一步，當逆變器采用單電感L₁濾波時，系統(tǒng)的開環(huán)傳遞函數(shù)為選取系統(tǒng)的相角裕度和工頻幅值增益，確定控制器G_c(s)類型及參數(shù)和開環(huán)截止頻率ω_c；其中G_d(s)表示數(shù)字控制器，K_PWM表示逆變橋增益。

進一步，濾波電容C1通過以下方法獲得：由公式得C₁的取值范圍；ω_c表示開環(huán)截止頻率。

進一步，當LCL濾波器的紋波衰減倍數(shù)最大時，求出此時對應的電網(wǎng)側(cè)電感L₂；由工程經(jīng)驗確定電容電流閉環(huán)系統(tǒng)阻尼比ζ的大小，由公式可以求出有源阻尼系數(shù)k_d。

由于采用了上述技術(shù)方案，本發(fā)明具有如下的優(yōu)點：

本發(fā)明在不同的電網(wǎng)阻抗下均能實現(xiàn)穩(wěn)定并網(wǎng)，且并網(wǎng)電流波形良好，對電網(wǎng)阻抗具有很強的適應性。

附圖說明

為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點更加清楚，下面將結(jié)合附圖對本發(fā)明作進一步的詳細描述，其中：

圖1為多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)圖；

圖2為單相光伏并網(wǎng)逆變器的控制結(jié)構(gòu)圖；

圖3為單相光伏并網(wǎng)逆變器的電流環(huán)控制框圖；

圖4為各臺光伏并網(wǎng)逆變器的等效電路模型；

圖5為多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器的等效阻抗模型；

圖6為多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器的等效電流環(huán)控制框圖；

圖7為有源阻尼下的LCL濾波器頻率響應特性；

圖8為L₁濾波和LCL濾波下系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)Bode圖；

圖9為不同頻率下的光伏并網(wǎng)逆變器等效輸出阻抗；

圖10為不同電網(wǎng)阻抗下并網(wǎng)點電壓和并網(wǎng)電流仿真波形；(a)L_g＝0，(b)L_g＝2mH，(c)L_g＝10mH；

圖11為5臺逆變器并聯(lián)運行時的仿真波形(L_g＝2mH)，(a)為并網(wǎng)點電壓和并網(wǎng)電流波形，(b)為電網(wǎng)電流波形。

具體實施方式

以下將結(jié)合附圖，對本發(fā)明的優(yōu)選實施例進行詳細的描述；應當理解，優(yōu)選實施例僅為了說明本發(fā)明，而不是為了限制本發(fā)明的保護范圍。

如圖1所示為多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器結(jié)構(gòu)圖，圖中有n臺單相光伏并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運行，逆變器輸出通過LCL濾波器接入電網(wǎng)。其中，u_ri、i_1i和i_2i分別為第i臺并網(wǎng)逆變器的輸出電壓、輸出電流和并網(wǎng)電流，L_1i、C_1i和L_2i分別為第i臺逆變器的逆變側(cè)電感、濾波電容和網(wǎng)側(cè)電感，Z_g＝R_g+sL_g為電網(wǎng)阻抗，u_pcc為并網(wǎng)點電壓，u_g和i_g分別為電網(wǎng)電壓和電網(wǎng)電流。

對于多并聯(lián)三相光伏并網(wǎng)逆變器，由于三相并網(wǎng)逆變器在αβ靜止坐標系下，兩相之間相互獨立，且電流控制環(huán)對稱，因此可類比于單相并網(wǎng)逆變器控制。

圖1中每臺單相光伏并網(wǎng)逆變器的詳細控制結(jié)構(gòu)如圖2所示，其中u_dc為逆變器直流母線電壓，i_dc為逆變器輸入電流。由于電壓外環(huán)的響應速度遠小于電流內(nèi)環(huán)響應速度，故可將直流母線電壓認為是一常數(shù)，為U_dc，本文僅從電流內(nèi)環(huán)角度分析逆變器與電網(wǎng)之間的交互影響。

圖2中的單相逆變電路采用典型的全橋結(jié)構(gòu)，u_r為逆變橋輸出電壓，逆變橋輸出通過LCL濾波器接入電網(wǎng)。鎖相環(huán)PLL輸出并網(wǎng)點電壓u_pcc的同步信號sinθ，電流參考信號i_ref由參考電流幅值I_ref與sinθ相乘獲得，G_c為電流控制器，k_d為電容電流有源阻尼系數(shù)，逆變器采用雙極性SPWM調(diào)制。

如圖3所示為單相光伏并網(wǎng)逆變器的電流環(huán)控制框圖，其中G_c(s)為電流控制器傳遞函數(shù)，G_d(s)為數(shù)字控制器計算、采樣以及零階保持器構(gòu)成的延時環(huán)節(jié)，SPWM調(diào)制下的逆變橋增益K_PWM＝U_dc，這里設定三角載波幅值為1。

考慮系統(tǒng)存在一拍的控制延時，由于并網(wǎng)逆變系統(tǒng)的開環(huán)截止頻率通常遠小于系統(tǒng)的奈奎斯特頻率，在s域內(nèi)使用式(1)來描述實際的數(shù)字計算延時、采樣器以及零階保持器，具有足夠的精度。

式(1)中T_s為系統(tǒng)的采樣周期。

由圖3可得，給定參考電流下的系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)為

逆變器輸出并網(wǎng)電流為

其中G₁(s)＝[s²L₁C₁+sG_d(s)K_PWMk_dC₁+1]/..[s³L₁L₂C₁+s²G_d(s)K_PWMk_dL₂C₁+s(L₁+L₂)]，I*(s)為逆變器等效輸出電流源，Y_o(s)為逆變器等效輸出導納。

假設圖1中各臺并網(wǎng)逆變器均采用相同的結(jié)構(gòu)、參數(shù)以及控制策略，則各臺并網(wǎng)逆變器的等效電路模型如圖4所示。當n臺光伏并網(wǎng)逆變器并聯(lián)運行時，對于各臺并網(wǎng)逆變器而言，等效地電網(wǎng)阻抗被放大了n倍。

綜上所述，多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器的等效阻抗模型如圖5所示，通?？梢岳么俗杩鼓Ｐ蛠砼袛嘞到y(tǒng)穩(wěn)定性，以及系統(tǒng)是否發(fā)生諧振。

對于圖4所示的逆變器等效電路模型，其電流環(huán)控制框圖如圖6所示，當無并網(wǎng)點電壓前饋時，電網(wǎng)阻抗可以看作網(wǎng)側(cè)電感L₂的一部分，因此有L_2eq＝L₂+nL_g和R_geq＝nR_g。

由圖6可知，給定參考電流下的系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)為

其中G₂(s)＝R_geq(1+sG_d(s)K_PWMk_dC₁+s²L₁C₁)，G₃(s)＝s(s²L₁L_2eqC₁+sG_d(s)K_PWMk_dL_2eqC₁+L₁+L_2eq)同樣地，可以通過式(4)利用幅值或相角裕度來判斷多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器的穩(wěn)定性。

對于多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器，其穩(wěn)定性可以通過等效控制模型進行分析，通過計算系統(tǒng)的相角裕度是否大于零，進而判斷系統(tǒng)是否處于穩(wěn)定運行狀態(tài)。當多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器處于臨界穩(wěn)定狀態(tài)時，系統(tǒng)的相角裕度γ＝0，即有下式成立：

式(5)中ω_c為系統(tǒng)的開環(huán)截止頻率。

在圖5的等效阻抗模型中，當逆變器輸出導納Y_o(s)與等效電網(wǎng)阻抗匹配時，系統(tǒng)出現(xiàn)諧振現(xiàn)象，阻抗匹配的條件如下式(6)所示。

當發(fā)生阻抗匹配時，對于電網(wǎng)電壓而言，系統(tǒng)處于串聯(lián)諧振狀態(tài)，此時若電網(wǎng)電壓中含有對應頻率的諧波電壓分量，并網(wǎng)電流i₂中會產(chǎn)生大量的諧波電流，影響逆變器的正常運行。

當發(fā)生阻抗匹配時，對于逆變器的等效輸出電流源而言，系統(tǒng)處于并聯(lián)諧振狀態(tài)，但由于阻抗模型中I*(s)是一個理想的基波電流源，且并聯(lián)諧振相當于“斷路”，因此系統(tǒng)的并聯(lián)諧振并不會使得并網(wǎng)電流中的諧波電流得到放大。

由上述分析，當多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器處于臨界穩(wěn)定狀態(tài)時，有式(5)成立，經(jīng)過推導計算，詳細的推導過程如下：

當G'(s)＝-1時，

即

即G_c(s)G_d(s)K_PWM+G₂(s)+G₃(s)＝0

即

G_c(s)G_d(s)K_PWM+s³L₁L₂C₁+s²G_d(s)K_PWMk_dL₂C₁+sL₁+sL₂+(nR_g+snL_g)(s²L₁C₁+sG_d(s)K_PWMk_dC₁+1)＝0即

即

此時系統(tǒng)滿足阻抗匹配條件，即式(7)成立，且阻抗匹配的頻率為系統(tǒng)的開環(huán)截止頻率。

設逆變器等效輸出導納有如下形式：

則系統(tǒng)有如下結(jié)論成立：

1)當系統(tǒng)G′(s)的γ＝0時，必有R(ω_c)+nR_g＝0且X(ω_c)+nω_cL_g＝0成立，這即是式(7)的結(jié)論；同時，有R(ω₁)+nR_g≠0且X(ω₁)+nω₁L_g＝0成立，這里ω₁可能不唯一，也可能不存在。

2)當系統(tǒng)G′(s)的γ≠0時，有R(ω₂)+nR_g≠0且X(ω₂)+nω₂L_g＝0成立，同樣地，這里ω₂可能不唯一，也可能不存在；同時，必不存在某一頻率ω_x，使得R(ω_x)+nR_g＝0且X(ω_x)+nω_xL_g＝0成立，此結(jié)論易用反證法證得，若上述ω_x存在，則此時必有系統(tǒng)G′(s)相角裕度γ＝0。

總結(jié)來說，對于一個確定的多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)，方程X(ω)+nωL_g＝0的根可能不存在，也可能有多個，當存在一個根ω，使得同時滿足R(ω)+nR_g＝0時，系統(tǒng)G′(s)的相角裕度為零，且此根ω＝ω_c。

在圖5的等效阻抗模型中，畸變的電網(wǎng)電壓會在并網(wǎng)電流i₂中產(chǎn)生對應的諧波電流。

式(9)中u_gh為電網(wǎng)電壓中的第h次諧波電壓，i_2h為并網(wǎng)電流中的第h次諧波電流。由前述分析，當且僅當系統(tǒng)γ＝0時，有R(ω)+nR_g＝0且X(ω)+nωL_g＝0成立，同時由于R(ω)和X(ω)均是由初等函數(shù)經(jīng)過有限次變換得到，因此R(ω)和X(ω)均為連續(xù)函數(shù)，因此有

當然，式(10)中的頻率ω應趨近或等于系統(tǒng)的開環(huán)截止頻率ω_c，諧波電壓的頻率也應在上述頻率附近。由式(10)可知，為防止電網(wǎng)電壓畸變對并網(wǎng)電流產(chǎn)生諧波污染，應保證系統(tǒng)G′(s)具有一定的相角裕度。

SPWM調(diào)制下的逆變橋環(huán)節(jié)是一個非線性環(huán)節(jié)，其輸出電壓含有豐富的諧波成分，主要包括：死區(qū)導致的3、5、7等低次諧波電壓，以及調(diào)制產(chǎn)生的開關(guān)頻率及其倍頻處的高次諧波電壓。在圖6所示的等效控制模型中，逆變橋輸出u_r中含有上述的諧波成分，以u_r為輸入，并網(wǎng)電流i₂為輸出的閉環(huán)傳遞函數(shù)為

當系統(tǒng)G′(s)的相角裕度趨近于零，則有

當然，式(11)和(12)中的傳遞函數(shù)G′(s)是近似得到的，當考慮逆變橋環(huán)節(jié)輸出諧波電壓時，逆變橋環(huán)節(jié)就是一個非線性環(huán)節(jié)(圖6中將逆變橋等價為比例增益K_PWM)，但通常開關(guān)頻率足夠高，因此上述近似具有足夠精度。由式(12)不難看出，當系統(tǒng)G′(s)的相角裕度較低時，u_r中的諧波電壓會對并網(wǎng)電流產(chǎn)生較大的諧波污染，因此，為了提高并網(wǎng)電流的電能質(zhì)量，應保證系統(tǒng)G′(s)具有一定的相角裕度。

式(11)和(12)中的諧波電壓和電流的頻率均在系統(tǒng)開環(huán)截止頻率附近，其頻率階次相對較低，當系統(tǒng)G′(s)的γ＝0時，此時稱系統(tǒng)處于“低頻諧振”狀態(tài)。而對于逆變橋輸出的高次諧波電壓，通常利用LCL濾波器進行諧波抑制，當LCL濾波器的阻尼策略失效時，系統(tǒng)會發(fā)生“高頻諧振”，使得并網(wǎng)電流畸變嚴重。

綜上所述，當逆變橋環(huán)節(jié)輸出諧波電壓，且電網(wǎng)含有背景諧波電壓時，為了降低并網(wǎng)電流中的諧波含量，應在LCL濾波器阻尼策略不失效的前提下，保證系統(tǒng)G′(s)具有足夠的穩(wěn)定裕度。

由前述分析，為了保證并網(wǎng)電流的電能質(zhì)量，多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器應具有足夠的穩(wěn)定裕度，特別地，當?shù)刃щ娋W(wǎng)阻抗發(fā)生變化時，要求系統(tǒng)始終具有足夠的相角裕度。由于電網(wǎng)阻抗中的電阻分量可以增加系統(tǒng)的相角裕度，提高系統(tǒng)穩(wěn)定性，因此本節(jié)考慮極端情況，電網(wǎng)阻抗中僅含有電感分量。

各個廠家在設計和生產(chǎn)光伏并網(wǎng)逆變器時，通常不會考慮電網(wǎng)阻抗的影響，而當考慮電網(wǎng)阻抗影響時，光伏并網(wǎng)逆變器應利用圖6中的電流環(huán)進行分析和設計。仔細比較圖3和圖6，不難發(fā)現(xiàn)，由于電網(wǎng)阻抗的存在，使得LCL濾波器的等效網(wǎng)側(cè)濾波電感發(fā)生了變化，進而LCL濾波器對系統(tǒng)G′(s)在截止頻率處的相角貢獻也發(fā)生了變化。

式(13)為LCL濾波器的諧振頻率隨等效電網(wǎng)阻抗變化的關(guān)系式，隨著nL_g的增大，諧振頻率ω_res逐漸減小。圖7所示為有源阻尼控制下的LCL濾波器頻率響應特性，在諧振頻率附近，LCL濾波器的相頻特性迅速由-90°變化到-270°。

隨著LCL濾波器諧振頻率的不斷降低，當ω_res逐漸接近系統(tǒng)的開環(huán)截止頻率ω_c時，LCL濾波器對系統(tǒng)G′(s)的相角貢獻迅速由-90°變化到-270°，這使得系統(tǒng)的相角裕度迅速降低，系統(tǒng)趨向于不穩(wěn)定。綜上所述，解釋了等效電網(wǎng)阻抗中電感分量的增大，使得系統(tǒng)穩(wěn)定性降低的原因。

由式(14)知，ω_res存在一個極小值ω_resm。因此，當?shù)刃щ娋W(wǎng)阻抗變化時，為了防止LCL濾波器諧振頻率處的相頻特性對系統(tǒng)穩(wěn)定性產(chǎn)生影響，可以設計參數(shù)L₁和C₁，使得ω_resm大于系統(tǒng)開環(huán)截止頻率，這樣在不同的電網(wǎng)阻抗下，LCL濾波器在ω_c處對系統(tǒng)的相角貢獻始終為-90°。

設等效電網(wǎng)阻抗為0時，LCL濾波器的諧振頻率為ω_res0，則ω_res0與ω_resm的相對差值為

由數(shù)學知識可知，δ_res是關(guān)于L₁/L₂的增函數(shù)。假設L₁和L₂具有相同的數(shù)量級，即L₁/L₂∈[0.1,10]，則有δ_res∈[4.65％,69.8％]。特別地，當L₁＝L₂時，δ_res＝29.3％。因此，當?shù)刃щ娋W(wǎng)阻抗變化時，為了減小LCL濾波器諧振頻率的可移動范圍，在設計參數(shù)L₁和L₂時，可在不影響濾波器濾波性能的前提下，盡量選擇較小的L₁/L₂。

事實上，實際電網(wǎng)阻抗的變化范圍有限，不可能為無窮大，LCL濾波器諧振頻率的移動也很有限。因此，設計諧振頻率ω_res0顯得尤為重要，如前所述，需要設計ω_res0大于系統(tǒng)開環(huán)截止頻率ω_c，以提高系統(tǒng)對電網(wǎng)阻抗的抗干擾能力。

本發(fā)明提出一種多并聯(lián)光伏并網(wǎng)逆變器設計方法，包括以下步驟：

1)根據(jù)系統(tǒng)的功率P，直流側(cè)電壓U_dc，電網(wǎng)電壓u_g，開關(guān)頻率f_s，以及逆變側(cè)電流紋波要求η，求出LCL濾波器的參數(shù)L₁；

2)假設逆變器采用單電感L₁濾波，設計控制器G_c(s)，并求出此時的系統(tǒng)開環(huán)截止頻率ω_c；

3)由諧振頻率ω_resm大于ω_c，求出對應的濾波電容C₁；

4)綜合考慮LCL濾波器的濾波性能和成本，求出最優(yōu)的L₂，同時，校驗f_res0是否大于10倍的電網(wǎng)頻率，且小于開關(guān)頻率的一半，如不滿足，可返回步驟3)，適當調(diào)整C₁的取值；

5)設計有源阻尼系數(shù)k_d，畫出系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)Bode圖，檢驗系統(tǒng)控制性能是否滿足要求，如不滿足，可適當調(diào)整控制器G_c(s)的參數(shù)。

經(jīng)過上述設計，在不同的電網(wǎng)阻抗下，對逆變器的低頻段控制而言，等效地系統(tǒng)始終采用L型濾波器，這也是逆變器“堅強”的緣由。

有文獻已指出，隨著等效電網(wǎng)阻抗的增大，LCL濾波器的阻尼比逐漸增加，因此，系統(tǒng)不會因為有源阻尼策略的失效而發(fā)生高頻諧振。

本實施例以具體的參數(shù)來說明逆變器的設計方法

1)設單相光伏并網(wǎng)逆變器的輸出功率為5kW，直流側(cè)電壓400V，電網(wǎng)電壓有效值220V，開關(guān)頻率10kHz，要求逆變器側(cè)電流紋波不超過15％，則逆變器側(cè)電感L₁≥2.9mH，這里選取L₁＝3mH。

2)當逆變器采用單電感L₁濾波時，選擇電流控制器為PR控制，參數(shù)k_p＝0.06，k_r＝0.1，系統(tǒng)開環(huán)傳遞函數(shù)的Bode圖如圖8所示，截止頻率ω_c＝5960rad/s。

3)當ω_resm大于ω_c時，C₁<9.4μF，這里取C₁＝4.7μF。

4)要求LCL濾波器在開關(guān)頻率處具有較高的紋波衰減倍數(shù)，且控制成本，取L₂＝2mH。此時f_res0＝2119Hz，滿足要求。

5)選取有源阻尼系數(shù)k_d＝0.15，系統(tǒng)完整的開環(huán)傳遞函數(shù)Bode圖如圖8所示，截止頻率ω′_c＝3670rad/s，相角裕度為45°，系統(tǒng)具有較好的控制性能。

如圖8所示，在低頻段，系統(tǒng)等效地采用單電感濾波(電感值L＝L₁+L₂)，由于ω′_c<ω_c，這也使得諧振頻率ω_resm更加遠離系統(tǒng)開環(huán)截止頻率。

借助數(shù)值計算軟件，可計算出不同頻率下的光伏并網(wǎng)逆變器等效輸出阻抗，如圖9所示。由于諧振控制環(huán)節(jié)僅對工頻處的輸出阻抗有較大影響，因此在圖9中，僅考慮了比例控制。當頻率ω∈(0,3370)時，X(ω)<0，由于電網(wǎng)阻抗的不確定性，此時方程X(ω)+nωL_g＝0可能有解存在，但在該頻率范圍內(nèi)，R(ω)>11.47，由式(9)可知，電網(wǎng)電壓中的諧波會被衰減抑制。當頻率ω>30000rad/s時，R(ω)≈0，X(ω)遠大于0，電網(wǎng)電壓中的諧波仍會被衰減抑制?？偨Y(jié)而言，由于系統(tǒng)的穩(wěn)定性較高，即使因為阻抗匹配而發(fā)生了諧振現(xiàn)象，由于系統(tǒng)的阻尼作用較強，也不會出現(xiàn)諧波放大。

在MATLAB中搭建上述單相光伏并網(wǎng)逆變器模型，逆變器的結(jié)構(gòu)和控制如圖2所示。在理想的電網(wǎng)電壓中注入5、7、9、11、13次諧波各1％，當單臺逆變器并網(wǎng)運行時，設置電網(wǎng)阻抗分別為0、2mH和10mH，并網(wǎng)點電壓和并網(wǎng)電流的仿真波形如圖10所示，為了方便顯示，已將并網(wǎng)點電壓縮小了5倍。

由圖10可知，在不同的電網(wǎng)阻抗下，單相光伏并網(wǎng)逆變器始終處于穩(wěn)定工作狀態(tài)，且并網(wǎng)電流波形較好。對并網(wǎng)電流進行FFT分析，其諧波畸變率分別為3.44％、3.15％和2.71％，電流諧波畸變率逐漸減小，是因為電網(wǎng)阻抗可看作LCL濾波器網(wǎng)側(cè)電感的一部分。由于電網(wǎng)電壓中含有低次諧波，而電流控制器中未加入諧波補償環(huán)節(jié)，因此并網(wǎng)電流的諧波中低次諧波占主要部分。

將上述相同的5臺逆變器并聯(lián)運行，如圖1所示，設置電網(wǎng)阻抗為2mH，并網(wǎng)點電壓、并網(wǎng)電流以及電網(wǎng)電流的仿真波形如圖11所示。當多臺逆變器并聯(lián)運行時，并網(wǎng)電流和電網(wǎng)電流均波形良好，沒有發(fā)生諧波諧振以及不穩(wěn)定現(xiàn)象，證明了上述設計的單相光伏并網(wǎng)逆變器足夠“堅強”。

以上所述僅為本發(fā)明的優(yōu)選實施例，并不用于限制本發(fā)明，顯然，本領域的技術(shù)人員可以對本發(fā)明進行各種改動和變型而不脫離本發(fā)明的精神和范圍。這樣，倘若本發(fā)明的這些修改和變型屬于本發(fā)明權(quán)利要求及其等同技術(shù)的范圍之內(nèi)，則本發(fā)明也意圖包含這些改動和變型在內(nèi)。