本發(fā)明涉及采用同步整流方式的llc諧振全橋開關(guān)變換器，尤其是一種同步整流llc變換器的數(shù)字控制系統(tǒng)及其控制方法。

背景技術(shù)：

llc諧振全橋變換器具有高效率的優(yōu)點(diǎn)，因此其被廣泛應(yīng)用于中等功率的開關(guān)變化場(chǎng)合。為了進(jìn)一步提高llc諧振全橋變換器的工作效率，變換器副邊側(cè)的整流二極管被同步整流mos管所代替，這種運(yùn)用同步整流方法的llc諧振全橋變換器主要的優(yōu)點(diǎn)有：

1、llc諧振全橋變換器能夠?qū)崿F(xiàn)變換器原邊側(cè)的零電壓導(dǎo)通和副邊側(cè)的零電流導(dǎo)通。

2、副邊側(cè)同步整流mos管有效的減小了變換器的導(dǎo)通損耗，特別是在大電流的場(chǎng)合下。

然而，不同于其他整流方法，同步整流mos管的控制方法需要滿足llc諧振全橋變換器更多的要求。比如，為了實(shí)現(xiàn)副邊側(cè)的零電流導(dǎo)通，當(dāng)開關(guān)速度f(wàn)s大于諧振頻率fr時(shí)，同步整流mos管應(yīng)該比原邊側(cè)開關(guān)早關(guān)斷，當(dāng)開關(guān)速度f(wàn)s小于諧振頻率fr時(shí)，同步整流mos管應(yīng)該比原邊側(cè)開關(guān)晚關(guān)斷。

現(xiàn)有主要的同步整流llc諧振全橋變換器的控制方法可以根據(jù)采樣技術(shù)的不同分為三類：基于電流采樣技術(shù)的控制方法、基于自驅(qū)動(dòng)模擬電壓采樣技術(shù)的控制方法以及基于數(shù)字電壓采樣技術(shù)的控制方法。這三種技術(shù)中，基于電流采樣技術(shù)的控制方法最為準(zhǔn)確，但是電流檢測(cè)帶來的電阻功率損耗卻是相當(dāng)大的；而自驅(qū)動(dòng)模擬電壓采樣技術(shù)的電路復(fù)雜，而且會(huì)降低功率密度，產(chǎn)生源漏寄生震蕩。

由于上述兩種方法的缺點(diǎn)，基于數(shù)字電壓采樣技術(shù)的控制方法成為近些年被研究的重要對(duì)象。同步整流llc諧振全橋變換器的數(shù)字控制方法應(yīng)該滿足三個(gè)要求：電路結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單以提高功率密度；高頻下能準(zhǔn)確有效的降低體電阻導(dǎo)通時(shí)間；快速有效的控制算法以防止體電阻反向?qū)ā?/p>

目前，一種通用的同步整流llc諧振全橋變換器的數(shù)字控制方法為：檢測(cè)同步整流mos管體二極管是否導(dǎo)通，然后相應(yīng)的提前或者延遲同步整流mos管的關(guān)斷。然而，這種方法會(huì)導(dǎo)致同步整流mos管的關(guān)斷點(diǎn)始終在體二極管導(dǎo)通和反向?qū)▋煞N狀態(tài)之間切換。而體二極管反向?qū)〞?huì)形成從負(fù)載到變換器的電流通路，帶來額外的功率損耗。此外，這種方法的延時(shí)在高頻時(shí)會(huì)變大，從而出現(xiàn)反向電流惡化變換器的效率和穩(wěn)定性。盡管采取了一些優(yōu)化的措施，但是由于這種控制方法本身的缺陷，效率還是會(huì)受到影響。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)的缺陷，提供一種同步整流llc變換器的數(shù)字控制系統(tǒng)及其控制方法，能夠提高同步整流llc諧振全橋變換器的效率。

本發(fā)明為實(shí)現(xiàn)上述目的，采用如下技術(shù)方案：一種同步整流llc變換器的數(shù)字控制系統(tǒng)，其特征在于：包括電壓采樣電路、運(yùn)算放大電路、低通濾波電路、以微控制器為核心的控制電路和隔離驅(qū)動(dòng)電路，電壓采樣電路采樣llc變換器副邊側(cè)同步整流mos管的漏端電壓，經(jīng)過運(yùn)算放大電路、低通濾波電路后輸出給以微控制器為核心的控制電路，以微控制器為核心的控制電路輸出的信號(hào)包括通過隔離驅(qū)動(dòng)電路輸出驅(qū)動(dòng)llc變換器原邊側(cè)mos管的柵驅(qū)動(dòng)信號(hào)和副邊側(cè)同步整流mos管的柵驅(qū)動(dòng)信號(hào)以及給運(yùn)算放大電路的反饋信號(hào)；

電壓采樣電路包括電阻r1、電阻r2以及二極管db，電阻r1的一端連接電源電壓vcc,電阻r1的另一端連接電阻r2的一端和二極管db的陽(yáng)極，二極管db的陰極連接llc變換器副邊側(cè)中任一個(gè)同步整流mos管的漏端；

運(yùn)算放大電路包括運(yùn)算放大器opamp和電阻rf，運(yùn)算放大器opamp的異名端連接電壓采樣電路中電阻r2的另一端，電阻rf跨接在運(yùn)算放大器opamp的異名端和輸出端之間；

低通濾波電路包括電阻r0和電容c0，電阻r0的一端連接運(yùn)算放大器opamp的輸出端，電阻r0的另一端連接電容c0的一端并作為低通濾波電路的輸出端，電容c0的另一端接地；

以微控制器為核心的控制電路包括數(shù)模轉(zhuǎn)換器dac、模數(shù)轉(zhuǎn)換器adc0、邏輯控制單元以及兩個(gè)定時(shí)器timer1和timer2，模數(shù)轉(zhuǎn)換器adc0的輸入端連接低通濾波電路的輸出端，模數(shù)轉(zhuǎn)換器adc0的輸出與邏輯控制單元雙向連接，邏輯控制單元的一路輸出經(jīng)過定時(shí)器timer1后輸出連接llc變換器副邊側(cè)同步整流mos管的柵極，另一路輸出經(jīng)過定時(shí)器timer2后，再經(jīng)過隔離驅(qū)動(dòng)電路輸出連接llc變換器原邊側(cè)mos管的柵極，還有一路輸出經(jīng)數(shù)模轉(zhuǎn)換器dac后連接至運(yùn)算放大器opamp的同名端。

上述同步整流llc變換器的數(shù)字控制系統(tǒng)的控制方法，其特征在于：當(dāng)控制系統(tǒng)處于工作狀態(tài)時(shí)，在llc變換器的每一個(gè)工作周期內(nèi)，通過電壓采樣電路分別在llc變換器副邊側(cè)的同步整流mos管關(guān)斷之前和關(guān)斷之后各采集一次同步整流mos管的漏端電壓，并通過微控制器將上述兩個(gè)漏端電壓進(jìn)行比較判斷，根據(jù)實(shí)時(shí)判斷的結(jié)果來控制下一周期同步整流mos管驅(qū)動(dòng)信號(hào)的周期和占空比，最終使同步整流mos管的關(guān)斷點(diǎn)穩(wěn)定在其電流過零點(diǎn)處附近，同步整流llc變換器就穩(wěn)定工作在最優(yōu)效率點(diǎn)附近；包括以下步驟：

(1)在llc變換器副邊側(cè)的同步整流mos管即將關(guān)斷之前，電壓采樣電路采集同步整流mos管的漏端電壓，該漏端電壓經(jīng)運(yùn)算放大電路和低通濾波電路后記為vsr1，將vsr1經(jīng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器adc0轉(zhuǎn)換成數(shù)字電壓，存入微控制器中的邏輯控制單元；

(2)同一周期內(nèi)，在llc變換器副邊側(cè)的同步整流mos管關(guān)斷之后，電壓采樣電路采集同步整流mos管的漏端電壓，該漏端電壓經(jīng)運(yùn)算放大電路和低通濾波電路后記為vsr2，將vsr2經(jīng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器adc0轉(zhuǎn)換成數(shù)字電壓，存入微控制器中的邏輯控制單元；

(3)邏輯控制單元對(duì)vsr1和vsr2進(jìn)行比較，根據(jù)比較結(jié)果來調(diào)整同步整流mos管驅(qū)動(dòng)信號(hào)的周期及占空比；如果vsr1<vsr2，且這兩個(gè)電壓都小于零，則微控制器會(huì)控制增加下一開關(guān)周期同步整流mos管驅(qū)動(dòng)信號(hào)的高電平時(shí)間，即推遲下一開關(guān)周期同步整流mos管的關(guān)斷時(shí)間；

(4)如果vsr1>vsr2,此時(shí)同步整流mos管可能恰好在其電流過零點(diǎn)關(guān)斷，則需進(jìn)行進(jìn)一步的判斷，如果vsr1為正或者vsr2大于同步整流mos管關(guān)斷時(shí)其漏端電壓經(jīng)電壓采樣電路、運(yùn)算放大電路和低通濾波電路后得到的電壓vsr(off)，則微控制器會(huì)控制減少下一開關(guān)周期同步整流mos管柵端驅(qū)動(dòng)信號(hào)的高電平時(shí)間，將下一開關(guān)周期同步整流mos管的關(guān)斷時(shí)間提前。如果vsr1為負(fù)且vsr2小于同步整流mos管關(guān)斷時(shí)其漏端電壓經(jīng)電壓采樣電路、運(yùn)算放大電路和低通濾波電路后得到的電壓vsr(off)，則下一開關(guān)周期同步整流mos管的關(guān)斷時(shí)間保持不變。

對(duì)llc變換器副邊側(cè)的同步整流mos管漏端電壓進(jìn)行采樣時(shí)，利用微控制器內(nèi)部定時(shí)器timer1中斷來實(shí)現(xiàn)電壓采樣的準(zhǔn)確控制，具體流程為：

(1)在每一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，設(shè)置定時(shí)器timer1中斷在定時(shí)器timer1產(chǎn)生下降沿t0時(shí)被觸發(fā)，此時(shí)微控制器進(jìn)入中斷處理；

(2)經(jīng)過電路延遲一段時(shí)間后，在t1時(shí)刻同步整流mos管開始關(guān)斷過程，微控制器在llc變換器副邊側(cè)同步整流mos管未完全關(guān)斷之前的t2時(shí)刻產(chǎn)生中斷進(jìn)行第一次采樣；

(3)在llc諧振變換器副邊側(cè)同步整流mos管完全關(guān)斷之后的t3時(shí)刻，微控制器產(chǎn)生中斷進(jìn)行第二次采樣。

本發(fā)明具有以下優(yōu)點(diǎn)及顯著效果：

1、在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，實(shí)時(shí)調(diào)整llc諧振變換器副邊側(cè)同步整流mos管的關(guān)斷時(shí)間，自適應(yīng)能力強(qiáng)，關(guān)斷時(shí)間更加精準(zhǔn)。

2、在每個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，比較判斷兩次的采樣電壓大小，調(diào)整同步整流mos管的關(guān)斷點(diǎn),使其穩(wěn)定在其電流過零點(diǎn)處，有效的減小體二極管的導(dǎo)通和反向?qū)?，提高了變換器的工作效率。

3、采用微控制器，無需專用集成電路的復(fù)雜控制，成本低，可靠性好。

附圖說明

圖1為現(xiàn)有技術(shù)中一種同步整流llc諧振全橋變換器的數(shù)字控制系統(tǒng)方框圖；

圖2為本發(fā)明提供的一種同步整流llc諧振全橋變換器的數(shù)字控制系統(tǒng)方框圖；

圖3為同步整流llc諧振全橋變換器的原理圖；

圖4為本發(fā)明的電路原理圖；

圖5為本發(fā)明采樣過程示意圖；

圖6為本發(fā)明微控制器中定時(shí)器timer1中斷算法和主程序的流程圖；

圖7本發(fā)明電路工作過程原理示意圖；

圖8為本發(fā)明與通用方法效率曲線

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖對(duì)發(fā)明的技術(shù)方案進(jìn)行詳細(xì)說明。

如圖1，現(xiàn)有技術(shù)的一種同步整流llc變換器的數(shù)字控制系統(tǒng)包括電壓采樣電路、參考電壓電路、電壓比較電路、邏輯控制單元和驅(qū)動(dòng)信號(hào)產(chǎn)生電路。如圖2所示，本發(fā)明同步整流llc變換器的數(shù)字控制系統(tǒng)包括電壓采樣電路1、運(yùn)算放大電路2、低通濾波電路3、以微控制器為核心的控制電路4和隔離驅(qū)動(dòng)電路5。電壓采樣電路1采樣llc變換器副邊側(cè)同步整流mos管的漏端電壓，經(jīng)過運(yùn)算放大電路2、低通濾波電路3后輸出給以微控制器為核心的控制電路4，以微控制器為核心的控制電路4輸出的信號(hào)包括通過隔離驅(qū)動(dòng)電路5輸出驅(qū)動(dòng)llc變換器原邊側(cè)mos管的柵驅(qū)動(dòng)信號(hào)primarydriver和副邊側(cè)兩個(gè)同步整流mos管的柵驅(qū)動(dòng)信號(hào)driver1和driver2以及給運(yùn)算放大電路的反饋信號(hào)；與圖1現(xiàn)有技術(shù)相比較，利用運(yùn)算放大電路代替了電壓比較電路并增加了低通濾波電路、同時(shí)刪去了參考電壓電路，微控制器中包括有邏輯控制單元。

圖3為已知的一種同步整流llc諧振全橋變換器電路圖，其中d1～d4和c1～c4分別是原邊側(cè)mos管m1～m4的體二極管和輸出電容。副邊側(cè)由同步整流mos管m5～m6，以及對(duì)應(yīng)的體二極管d5～d6和輸出電容c5～c6，還有濾波電容cf構(gòu)成。

如圖4所示，本發(fā)明電壓采樣電路1包括電阻r1、電阻r2以及二極管db，用于采集圖3中l(wèi)lc變換器副邊側(cè)同步整流mos管m6的漏端電壓vds(sr)(由于采樣兩個(gè)同步整流mos管m6或m5中任意一個(gè)的漏端電壓都可以，附圖實(shí)施例以采樣m6的漏端為例，下同)。電阻r1的一端連接電源電壓vcc,電阻r1的另一端連接電阻r2的一端和二極管db的陽(yáng)極，二極管db的陰極連接llc諧振全橋變換器變壓器副邊側(cè)中同步整流mos管m6的漏端。

運(yùn)算放大電路2用于實(shí)現(xiàn)所述漏端電壓vds(sr)的運(yùn)算放大，包括運(yùn)算放大器opamp和反饋電阻rf，rf跨接在運(yùn)算放大器opamp的異名端和輸出端之間。運(yùn)算放大器opamp的同名端輸入由邏輯控制單元logicunit中存儲(chǔ)的一個(gè)預(yù)設(shè)的數(shù)字電壓經(jīng)數(shù)模轉(zhuǎn)換電路dac轉(zhuǎn)換后提供，異名端的輸入為電壓采樣電路1的輸出。

低通濾波電路3用于消除微控制器管腳電平帶來的噪聲，包括電阻r0和電容c0，電阻r0的一端連接運(yùn)算放大器opamp的輸出端，電阻r0的另一端連接電容c0的一端并作為低通濾波電路的輸出端，電容c0的另一端接地。

以微控制器為核心的控制電路4用于產(chǎn)生具有一定周期和占空比的副邊側(cè)同步整流mos管的控制信號(hào)和原邊側(cè)mos管的控制信號(hào)，包括數(shù)模轉(zhuǎn)換器dac、模數(shù)轉(zhuǎn)換器adc0、邏輯控制單元logicunit以及兩個(gè)定時(shí)器timer1和timer2，模數(shù)轉(zhuǎn)換器adc0的輸入端連接低通濾波電路3的輸出端，模數(shù)轉(zhuǎn)換器adc0的輸出與邏輯控制單元logicunit雙向連接，邏輯控制單元logicunit的一路輸出經(jīng)過定時(shí)器timer1后輸出柵驅(qū)動(dòng)信號(hào)driver1和driver2，分別連接llc變換器副邊側(cè)兩個(gè)同步整流mos管m5、m6的柵極，另一路輸出經(jīng)過定時(shí)器timer2后，再經(jīng)過隔離驅(qū)動(dòng)電路5輸出控制llc變換器原邊側(cè)的mos管m1～m4，還有一路輸出經(jīng)過數(shù)模轉(zhuǎn)換器dac后連接至運(yùn)算放大器opamp的同名端。

在同步整流mos管m6關(guān)斷的時(shí)間里，同步整流mos管m6的漏端電壓vds(sr)都較高，電壓采樣電路1中二極管db被反向偏置，此時(shí)電壓采樣電路1采集同步整流管m6漏端電壓，該漏端電壓經(jīng)電壓采樣電路1、運(yùn)算放大電路2和低通濾波電路3后記為vsr(off)：

其中，r1和r2分別表示電壓采樣電路1中電阻r1和r2的阻值，vcc為電源電壓，vth為運(yùn)算放大電路2中運(yùn)算放大器的同名端輸入電壓。

在同步整流mos管m6開啟的時(shí)間內(nèi)，其漏端電壓vds(sr)很低，此時(shí)db為正向偏置，此時(shí)電壓采樣電路1采集同步整流管m6漏端電壓vds(sr)，該漏端電壓經(jīng)電壓采樣電路1、運(yùn)算放大電路2和低通濾波電路3后記為vsr(on)：

其中，r1和r2分別表示電壓采樣電路1中電阻r1和r2的阻值，rf表示運(yùn)算放大電路2中電阻rf的阻值，vth為運(yùn)算放大電路2中運(yùn)算放大器的同名端輸入電壓，vf表示db的正向?qū)▔航担瑅ds(sr)為同步整流mos管m6的漏端電壓。和vsr(on)相比，vsr(off)非常高，所以，微控制器能夠根據(jù)采樣的結(jié)果檢測(cè)出同步整流mos管m6關(guān)斷的過程。

本發(fā)明需要在同步整流mos管m6恰好關(guān)斷之前和關(guān)斷之后，分別采集一次漏端電壓，上述電壓經(jīng)運(yùn)算放大電路放大，分別記為vsr1和vsr2。由于微控制器的速度和精度的限制，我們制定了以下采樣策略：

利用定時(shí)器timer1中斷來實(shí)現(xiàn)電壓采樣和同步整流mos管m6的關(guān)斷。首先設(shè)置中斷在定時(shí)器產(chǎn)生下降沿時(shí)被觸發(fā)，此時(shí)定時(shí)器關(guān)閉，但是由于電路延時(shí)和輸出電容的放電過程，同步整流mos管m6不會(huì)立刻被關(guān)斷，如圖5所示，假設(shè)延時(shí)為t1，那么在t1時(shí)刻同步整流mos管m6開始關(guān)斷過程，則第一次采樣應(yīng)該在同步整流mos管m6完全關(guān)斷之前的t2時(shí)刻進(jìn)行。其次，第二次采樣過程應(yīng)在同步整流mos管m6完全關(guān)斷之后的t3進(jìn)行。t2～t3的間隔應(yīng)綜合考慮數(shù)模轉(zhuǎn)換器的時(shí)鐘，電路延時(shí)以及關(guān)斷過程所用時(shí)間。

圖6為微控制器中定時(shí)器中斷算法和主程序的流程圖。如圖6(a)所示，在t0時(shí)刻，當(dāng)定時(shí)器的計(jì)數(shù)寄存器達(dá)到其閾值時(shí)，定時(shí)器開啟中斷，此時(shí)，邏輯控制單元產(chǎn)生一個(gè)信號(hào)關(guān)斷同步整流mos管m6和m5，由于電路的延時(shí)，同步整流mos管m6和m5會(huì)延時(shí)t1時(shí)間才會(huì)開始關(guān)斷過程。在t1時(shí)刻，同步整流mos管m6和m5的柵源電壓vgs開始下降。在t1～t2這段時(shí)間，vgs減小到零，但是同步整流mos管m6和m5沒有完全關(guān)斷。所以在t2時(shí)刻采樣得到的vsr1是最準(zhǔn)確的。t3時(shí)刻，同步整流mos管m6和m5關(guān)斷，此時(shí)采樣得到vsr2。如果llc諧振變換器處于穩(wěn)定狀態(tài)的話，vsr1應(yīng)該為負(fù)值，vsr2為正值，這樣，同步整流mos管m5和m6在最高效工作點(diǎn)關(guān)斷。

如圖6(b)所示，主程序則對(duì)vsr1和vsr2進(jìn)行比較判斷。如果vsr1<vsr2,且這兩個(gè)電壓都小于零(圖6(b)中未標(biāo)注出)，則微控制器控制增加下一開關(guān)周期同步整流mos管m5和m6的柵端驅(qū)動(dòng)信號(hào)的高電平時(shí)間，即推遲下一開關(guān)周期同步整流mos管m5和m6的關(guān)斷時(shí)間。如果vsr1>vsr2,此時(shí)同步整流mos管m5和m6可能恰好在其電流過零點(diǎn)關(guān)斷，則需進(jìn)行進(jìn)一步的判斷，如果vsr1為正或者vsr2大于vsr(off)，則微控制器會(huì)控制減少下一開關(guān)周期同步整流mos管m5和m6柵端驅(qū)動(dòng)信號(hào)的高電平時(shí)間，將下一開關(guān)周期同步整流mos管m5和m6的關(guān)斷時(shí)間提前。如果vsr1為負(fù)且vsr2小于vsr(off)，則下一開關(guān)周期同步整流器m5和m6的關(guān)斷時(shí)間保持不變。在控制器的調(diào)整下，最終使同步整流mos管m5和m6的關(guān)斷點(diǎn)穩(wěn)定在其電流過零點(diǎn)處。

本發(fā)明控制系統(tǒng)的工作原理為：

(1)當(dāng)整個(gè)系統(tǒng)處于工作狀態(tài)時(shí)，在llc諧振變換器的每一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，電壓采樣電路在llc諧振變換器副邊側(cè)的同步整流mos管m6恰好關(guān)斷之前，采集一次同步整流mos管m6的漏端電壓，所述漏端電壓經(jīng)運(yùn)算放大電路運(yùn)算放大，記為vsr1，將vsr1經(jīng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換成數(shù)字電壓，存入微控制器的邏輯控制單元。

(2)同一周期內(nèi)，在llc諧振變換器副邊側(cè)的同步整流mos管m6關(guān)斷之后，電壓采樣電路采集一次同步整流mos管m6的漏端電壓，所述漏端電壓經(jīng)運(yùn)算放大電路運(yùn)算放大，記為vsr2，并將vsr2經(jīng)模數(shù)轉(zhuǎn)換器轉(zhuǎn)換成數(shù)字電壓，存入微控制器的邏輯控制單元。

(3)邏輯控制單元對(duì)vsr1和vsr2進(jìn)行比較，根據(jù)比較結(jié)果來調(diào)整同步整流mos管m5和m6的柵端驅(qū)動(dòng)信號(hào)的周期及占空比；如果vsr1<vsr2,且這兩個(gè)電壓都小于零，則微控制器控制增加下一開關(guān)周期同步整流mos管m5和m6的柵端驅(qū)動(dòng)信號(hào)的高電平時(shí)間，即推遲下一開關(guān)周期同步整流mos管m5和m6的關(guān)斷時(shí)間。

(4)如果vsr1>vsr2,此時(shí)同步整流mos管m5和m6可能恰好在其電流過零點(diǎn)關(guān)斷，則需進(jìn)行進(jìn)一步的判斷，如果vsr1為正或者vsr2大于vsr(off)，則微控制器會(huì)控制減少下一開關(guān)周期同步整流mos管m5和m6柵端驅(qū)動(dòng)信號(hào)的高電平時(shí)間，將下一開關(guān)周期同步整流mos管m5和m6的關(guān)斷時(shí)間提前。如果vsr1為負(fù)且vsr2小于vsr(off)，則下一開關(guān)周期同步整流器m5和m6的關(guān)斷時(shí)間保持不變。

對(duì)llc諧振變換器副邊側(cè)的同步整流mos管漏端電壓進(jìn)行采樣時(shí)，本發(fā)明利用微控制器內(nèi)部定時(shí)器中斷來實(shí)現(xiàn)電壓采樣的準(zhǔn)確控制。具體流程為：

(1)在每一個(gè)開關(guān)周期內(nèi)，設(shè)置定時(shí)器中斷在定時(shí)器產(chǎn)生下降沿t0時(shí)被觸發(fā)，此時(shí)微控制器進(jìn)入中斷處理。

(2)經(jīng)過電路延遲一段時(shí)間后，在t1時(shí)刻同步整流mos管開始關(guān)斷，微控制器在llc諧振變換器副邊側(cè)同步整流mos管m6開始關(guān)斷之后的t2時(shí)刻產(chǎn)生中斷進(jìn)行第一次采樣。

(3)在llc諧振變換器副邊側(cè)同步整流mos管m6完全關(guān)斷之后的t3時(shí)刻，微控制器產(chǎn)生中斷進(jìn)行第二次電壓采樣。

本發(fā)明工作過程如圖7所示，如果同步整流mos管m6初始時(shí)的驅(qū)動(dòng)信號(hào)在同步整流mos管m6的電流降為零之前已關(guān)斷，如圖7(a)所示，從而導(dǎo)致體二極管導(dǎo)通較長(zhǎng)一段時(shí)間，這時(shí)有vsr1<vsr2，且這兩個(gè)電壓均小于零，微控制器會(huì)控制下一開關(guān)周期同步整流mos管m6驅(qū)動(dòng)信號(hào)的高電平時(shí)間增加△t，即下一開關(guān)周期同步整流mos管m6的關(guān)斷時(shí)間推遲△t。如圖7(b)所示，如果下一周期仍有vsr1<vsr2且兩電壓均小于零，則繼續(xù)推遲同步整流mos管m6的關(guān)斷時(shí)間，直到其到達(dá)穩(wěn)態(tài)。

如果vsr1>vsr2，此時(shí)同步整流mos管m6可能恰好在其電流過零點(diǎn)關(guān)斷，則需進(jìn)行進(jìn)一步的判斷，如果vsr1為負(fù)且vsr2小于vsr(off)，如圖7(c)所示，則下一開關(guān)周期同步整流器m6的關(guān)斷時(shí)間保持不變。如果vsr1為正或者vsr2大于vsr(off)，如圖7(d)所示，則微控制器會(huì)控制下一開關(guān)周期同步整流mos管m6驅(qū)動(dòng)信號(hào)的高電平時(shí)間減小△t，將下一開關(guān)周期同步整流mos管m6的關(guān)斷時(shí)間提前△t。

如圖8為采用通用控制方法和采取本發(fā)明提出的控制方法下電源效率隨輸出功率的曲線圖。不同于通用的讓同步整流mos管的關(guān)斷點(diǎn)始終在體二極管導(dǎo)通和反向?qū)▋煞N狀態(tài)之間切換的控制方法，本發(fā)明能夠使同步整流mos管的關(guān)斷點(diǎn)穩(wěn)定在其電流過零點(diǎn)附近，有效的提高了電源的工作效率。