本發(fā)明涉及ac-ac變流技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種雙向橋式模塊化開關(guān)電容ac-ac變流器調(diào)控方法。

背景技術(shù)：

開關(guān)電容型變流器是一種不含磁性元件的新型變流器,憑借其成本低、尺寸小、集成度高、效率高和功率密度高等優(yōu)點在新能源發(fā)電、微電網(wǎng)、電力汽車等領(lǐng)域的應(yīng)用越來越廣泛。開關(guān)電容變流器也在經(jīng)過20多年的發(fā)展后，相較最早提出的開關(guān)電容變流器，已經(jīng)在拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)、調(diào)控方法上都做出了一系列改進(jìn)，不管是轉(zhuǎn)換效率，還是工作功率都得到了極大提高，但是現(xiàn)有的大部分開關(guān)電容變流器，都存在輸出電壓變比調(diào)節(jié)能力弱的缺點，若要實現(xiàn)調(diào)節(jié)功能，只能通過級聯(lián)的方式來實現(xiàn)。級聯(lián)方式雖然在一定程度上克服了變流器輸出電壓變比調(diào)節(jié)能力弱的缺點，但其并沒有改變變流器的本質(zhì)原理，通過級聯(lián)方式只能得到n(n＝2,3,4……)倍未級聯(lián)前變流器的電壓變比，不能對電壓變比進(jìn)行自由調(diào)節(jié)，除此之外，通過級聯(lián)來增大輸出電壓變比的方式會對硬件成本造成很大的影響。實際所使用的準(zhǔn)h橋電路，其開關(guān)管的開通/關(guān)斷狀態(tài)切換會因寄生電容產(chǎn)生延遲，因此控制策略會在互補開關(guān)管切換時添加死區(qū)時間防止直通導(dǎo)致的電流尖峰，但死區(qū)時間會使得電路中雜散電感缺乏放電回路，導(dǎo)致電壓尖峰。

為了解決開關(guān)電容變流器輸出電壓調(diào)節(jié)能力弱的問題和死區(qū)時間內(nèi)寄生電容缺乏放電回路的問題。本發(fā)從兩方面入手，一是在橋式模塊化開關(guān)電容拓?fù)渖弦胍粋€感值很小的諧振電感，該諧振電感通常可以通過電路工藝從電路雜散電感中獲取，另一方面，在此拓?fù)涞幕A(chǔ)上提出了一種全新的改進(jìn)型移相調(diào)控方法。在該類變流器中，通過改變控制信號之間的相位差來實現(xiàn)輸出電壓的自由調(diào)節(jié)，且不需要改變拓?fù)潆娐返闹黧w結(jié)構(gòu)，只需改變輸入端和輸出端即可使電路工作在升壓模式或降壓模式。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術(shù)之不足，提出一種雙向橋式模塊化開關(guān)電容ac-ac變流器調(diào)控方法，基于雙向橋式模塊化開關(guān)電容拓?fù)?，通過調(diào)整開關(guān)管之間的移相時間并優(yōu)化開關(guān)管之間的邏輯時序?qū)﹂_關(guān)管進(jìn)行改進(jìn)型移相控制方法，解決了開關(guān)電容ac-ac變流器調(diào)壓能力不靈活的問題,并同時解決了開關(guān)管互補切換過程中引入死區(qū)時間防止互補開關(guān)管直通、卻導(dǎo)致寄生電感或感性負(fù)載在死區(qū)時間無法續(xù)流所產(chǎn)生的新的安全換流問題；同時，在不改變雙向橋式模塊化開關(guān)電容拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，僅改變變流器的輸入輸出端口即可切換其升/降壓工作狀態(tài)，實現(xiàn)雙向操作。

本發(fā)明解決其技術(shù)問題所采用的技術(shù)方案是：

一種雙向橋式模塊化開關(guān)電容ac-ac變流器調(diào)控方法，基于雙向橋式模塊化開關(guān)電容拓?fù)?，通過調(diào)整開關(guān)管之間的移相時間并優(yōu)化開關(guān)管之間的邏輯時序?qū)﹂_關(guān)管進(jìn)行改進(jìn)型移相控制；一方面，實現(xiàn)了開關(guān)電容ac-ac變流器輸出電壓的連續(xù)調(diào)節(jié)，另一方面，解決了開關(guān)管安全換流的問題，即解決在開關(guān)管切換過程中因死區(qū)效應(yīng)帶給諧振電感缺乏續(xù)流通路的問題。

所述雙向橋式模塊化開關(guān)電容拓?fù)浒娫础⒒鹃_關(guān)電容模塊、準(zhǔn)h橋和諧振電感l(wèi)r；

所述準(zhǔn)h橋包括8個mosfet開關(guān)管s1p、s2p、s3p、s4p、s1n、s2n、s3n和s4n，所述s1p和s1n共源極串聯(lián)組成第一雙向開關(guān)，s2p和s2n共源極串聯(lián)組成第二雙向開關(guān)，s3p和s3n共源極串聯(lián)組成第三雙向開關(guān)，s4p和s4n共源極串聯(lián)組成第四雙向開關(guān)；所述第一雙向開關(guān)的一端與所述第二雙向開關(guān)的一端相連，另一端與所述第三三向開關(guān)的一端相連；所述第二雙向開關(guān)的另一端與第四雙向開關(guān)的一端相連；所述第四雙向開關(guān)的另一端與第三雙向開關(guān)的另一端相連；

所述基本開關(guān)電容模塊包括8個mosfet開關(guān)管s5p、s6p、s7p、s8p、s5n、s6n、s7n和s8n，及四個電容c2、c3、c4和c5；所述s5p和s5n共源極串聯(lián)組成第五雙向開關(guān)，s6p和s6n共源極串聯(lián)組成第六雙向開關(guān)，s7p和s7n共源極串聯(lián)組成第七雙向開關(guān)，s8p和s8n共源極串聯(lián)組成第八雙向開關(guān)；所述諧振電感l(wèi)r的一端與電容c2和c3的串接點相連，另一端與第三雙向開關(guān)和第四雙向開關(guān)的串接點相連；所述電容c4和c5的串接點與所述第一雙向開關(guān)和第二雙向開關(guān)的串接點相連；所述第七雙向開關(guān)的一端與第四電容的一端相連，另一端與第二電容c2的一端和第五雙向開關(guān)管的一端分別相連；所述第八雙向開關(guān)的一端與第五電容c5的一端相連，另一端與第三電容c3的一端和第六雙向開關(guān)管的一端分別相連；所述第五雙向開關(guān)管的另一端與第三雙向開關(guān)管的一端相連；所述第六雙向開關(guān)管的另一端與第四雙向開關(guān)管的一端相連；所述電源連接于基本開關(guān)電容模塊的端口7與端口8之間，或者，連接于準(zhǔn)h橋的端口11和端口12之間；

改進(jìn)型移相控制通過調(diào)整開關(guān)管八種控制信號之間的移相時間并優(yōu)化其邏輯時序，調(diào)控所述雙向橋式模塊化開關(guān)電容拓?fù)涞碾妷海渲?，控制信號vgs_1p控制開關(guān)管s2p、s6p和s7p；控制信號vgs_2p控制開關(guān)管s1p、s5p和s8p；控制信號vgs_3p控制開關(guān)管s3p；控制信號vgs_4p控制開關(guān)管s4p；控制信號vgs_1n控制開關(guān)管s2n、s6n和s7n；控制信號vgs_2n控制開關(guān)管s1n、s5n和s8n；控制信號vgs_3n控制開關(guān)管s3n；控制信號vgs_4n控制開關(guān)管s4n；控制信號vgs_1n與vgs_2n的相位差為180°，控制信號vgs_3n與vgs_4n的相位差為180°，控制信號vgs_1p與vgs_2p的相位差為180°，控制信號vgs_3p與vgs_4p的相位差為180°，控制信號vgs_1n與vgs_3n之間的相位差于0-360°之間可調(diào)，控制信號vgs_1p與vgs_3p之間的相位差和vgs_1n與vgs_3n之間的相位差相同；

改進(jìn)型移相控制實現(xiàn)安全換流策略為，基于已確定開關(guān)管驅(qū)動信號的邏輯時序，在降壓模態(tài)下，正半周時編號為p的開關(guān)管驅(qū)動信號處于高電平，編號為n的開關(guān)管驅(qū)動信號做高頻pwm(脈寬調(diào)制)操作，負(fù)半周時候編號為n的開關(guān)管驅(qū)動信號處于高電平，編號為p的開關(guān)管驅(qū)動信號做高頻pwm操作；升壓模態(tài)下，正半周時編號為n的開關(guān)管驅(qū)動信號處于高電平，編號為p的開關(guān)管驅(qū)動信號做高頻pwm操作，負(fù)半周時候編號為p的開關(guān)管驅(qū)動信號處于高電平,編號為n的開關(guān)管驅(qū)動信號做高頻pwm操作。

在一較佳實施例中，所述雙向橋式模塊化開關(guān)電容拓?fù)溥€包括儲能電容c1，所述電容c1連接于準(zhǔn)h橋的端口11和端口12之間。

在一較佳實施例中，所述雙向橋式模塊化開關(guān)電容拓?fù)溥€包括負(fù)載r；降壓模式時，所述電源的正極與基本開關(guān)電容模塊的端口7相連，其負(fù)極與基本開關(guān)電容模塊的端口8相連；所述電容c1和負(fù)載r并聯(lián)于準(zhǔn)h橋的端口11和端口12之間；升壓模式時，所述負(fù)載r連接于基本開關(guān)電容模塊的端口7和端口8之間；所述電容c1和電源并聯(lián)，且電源的正極與準(zhǔn)h橋的端口11相連，其負(fù)極與準(zhǔn)h橋的端口12相連。

在一較佳實施例中，降壓模式時，在0-180°范圍內(nèi)調(diào)節(jié)控制信號vgs_1n與vgs_3n的相位差實現(xiàn)輸出電壓的調(diào)節(jié)；升壓模式時，在180°-360°范圍內(nèi)調(diào)節(jié)控制信號vgs_1n與vgs_3n的相位差實現(xiàn)輸出電壓的調(diào)節(jié)。

在一較佳實施例中，調(diào)控過程中，調(diào)控過程中，所述八種控制信號中，做高頻pwm操作的控制信號占空比接近50％并保持不變。

在一較佳實施例中，所述mosfet開關(guān)管為n溝道增強型電力mosfet開關(guān)管。

本發(fā)明具有如下有益效果：

(1)本發(fā)明提出的改進(jìn)型移動控制策略，通過對移相時間的調(diào)節(jié)對開關(guān)管進(jìn)行移相控制，實現(xiàn)輸出電壓的靈活可調(diào)；

(2)本發(fā)明不改變電路拓?fù)?，只需交換輸入輸出端口即可轉(zhuǎn)換升壓/降壓功能；

(3降壓模式時，在0-180°范圍內(nèi)調(diào)節(jié)控制信號vgs_1n與vgs_3n的相位差即可實現(xiàn)輸出電壓的靈活可調(diào)；升壓模式時，在180°-360°范圍內(nèi)調(diào)節(jié)控制信號vgs_1n與vgs_3n的相位差即可實現(xiàn)輸出電壓的靈活可調(diào)；

(4)降壓模式時，即高壓側(cè)為輸入,可保證輸出電壓在輸入電壓的0-0.5倍內(nèi)靈活可調(diào)；升壓模式時，即低壓側(cè)為輸入，可保證輸出電壓在大于輸入電壓2倍的范圍靈活可調(diào)。

(5)本發(fā)明的改進(jìn)型移動控制策略，可以在死區(qū)時間內(nèi)為諧振電感的電流提供通電回路，實現(xiàn)開關(guān)管的安全換流。

以下結(jié)合附圖及實施例對本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)說明，但本發(fā)明的一種雙向橋式模塊化開關(guān)電容ac-ac變流器調(diào)控方法不局限于實施例。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的降壓拓?fù)潆娐穲D；

圖2為本發(fā)明的升壓拓?fù)潆娐穲D；

圖3為本發(fā)明拓?fù)渲械拈_路電壓模塊電路；

圖4為本發(fā)明的準(zhǔn)h橋電路；

圖5為本發(fā)明的降壓的調(diào)控方法；

圖6為本發(fā)明的升壓的調(diào)控方法；

圖7為本發(fā)明的降壓模態(tài)a等效電路圖；

圖8為本發(fā)明的降壓模態(tài)b等效電路圖；

圖9為本發(fā)明的降壓模態(tài)c等效電路圖；

圖10為本發(fā)明的降壓模態(tài)d等效電路圖；

圖11為本發(fā)明的降壓模態(tài)e等效電路圖；

圖12為本發(fā)明的降壓模態(tài)f等效電路圖；

圖13為降壓模式下，線性化處理后，諧振電容lr上電流ir和輸出電流iout的波形圖；

圖14為本發(fā)明的降壓模態(tài)在死區(qū)時間的諧振電流回路圖一；

圖15為本發(fā)明的降壓模態(tài)在死區(qū)時間的諧振電流回路圖二。

具體實施方式

下面通過結(jié)合附圖和實施例對本發(fā)明做進(jìn)一步說明。

如圖1所示是本發(fā)明所提供的雙向橋式模塊化開關(guān)電容ac-ac變流器調(diào)控方法的降壓模式電路拓?fù)涫疽鈭D；如圖2所示是本發(fā)明所提供的雙向橋式模塊化開關(guān)電容ac-ac變流器調(diào)控方法的升壓模式電路拓?fù)涫疽鈭D。從圖1和圖2可以看出，只需改變輸入和負(fù)載位置即可轉(zhuǎn)換降壓/升壓功能。

實施例一：

本實例以降壓模式為例：如圖1所示，拓?fù)浒娫磛h、基本開關(guān)電容模塊、準(zhǔn)h橋、諧振電感l(wèi)r、儲能電容c1和負(fù)載r。拓?fù)涔灿玫?6個全控型器件mosfet，將其分別編號為p和n兩組。編號為p的全控型器件mosfet為s1p、s2p、s3p、s4p、s5p、s6p、s7p和s8p，所述的編號為n的全控型器件mosfet為s1n、s2n、s3n、s4n、s5n、s6n、s7n和s8n。

具體的，如圖4所示，所述準(zhǔn)h橋有6個輸入/輸出端，分別命名為3、4、9、10、11、12。所述準(zhǔn)h橋包括8個mosfet開關(guān)管s1p、s2p、s3p、s4p、s1n、s2n、s3n和s4n，所述s1p和s1n共源極串聯(lián)組成第一雙向開關(guān)，s2p和s2n共源極串聯(lián)組成第二雙向開關(guān)，s3p和s3n共源極串聯(lián)組成第三雙向開關(guān)，s4p和s4n共源極串聯(lián)組成第四雙向開關(guān)；所述第一雙向開關(guān)的一端與所述第二雙向開關(guān)的一端相連，另一端與所述第三三向開關(guān)的一端相連；所述第二雙向開關(guān)的另一端與第四雙向開關(guān)的一端相連；所述第四雙向開關(guān)的另一端與第三雙向開關(guān)的另一端相連。

具體的，如圖3所示，所述基本開關(guān)電容模塊有6個輸入/輸出端口，分別命名為圖中的1、2、5、6、7、8。所述基本開關(guān)電容模塊包括8個mosfet開關(guān)管s5p、s6p、s7p、s8p、s5n、s6n、s7n和s8n，及四個電容c2、c3、c4和c5；所述s5p和s5n共源極串聯(lián)組成第五雙向開關(guān)，s6p和s6n共源極串聯(lián)組成第六雙向開關(guān)，s7p和s7n共源極串聯(lián)組成第七雙向開關(guān)，s8p和s8n共源極串聯(lián)組成第八雙向開關(guān)；所述諧振電感l(wèi)r的一端與電容c2和c3的串接點相連，另一端與第三雙向開關(guān)和第四雙向開關(guān)的串接點相連；所述電容c4和c5的串接點與所述第一雙向開關(guān)和第二雙向開關(guān)的串接點相連；所述第七雙向開關(guān)的一端與第四電容的一端相連，另一端與第二電容c2的一端和第五雙向開關(guān)管的一端分別相連；所述第八雙向開關(guān)的一端與第五電容c5的一端相連，另一端與第三電容c3的一端和第六雙向開關(guān)管的一端分別相連。所述第五雙向開關(guān)管的另一端與第三雙向開關(guān)管的一端相連；所述第六雙向開關(guān)管的另一端與第四雙向開關(guān)管的一端相連。

電源vh的正極與基本開關(guān)電容模塊的端口7相連，負(fù)極與基本開關(guān)電容模塊的端口7相連；諧振電感l(wèi)r兩端分別與連接端口1、3連接；連接端口2和連接端口4連接；連接端口5和9相連；連接端口6和10相連；儲能電容c1與負(fù)載r并聯(lián)后，兩端分別與連接端口11和12相連。

具體的調(diào)控方法如下：

降壓模態(tài)的調(diào)控方法所需控制信號如圖5。其中，控制信號vgs_1p控制開關(guān)管s2p、s6p和s7p；控制信號vgs_2p控制開關(guān)管s1p、s5p和s8p；控制信號vgs_3p控制開關(guān)管s3p；控制信號vgs_4p控制開關(guān)管s4p；控制信號vgs_1n控制開關(guān)管s2n、s6n和s7n；控制信號vgs_2n控制開關(guān)管s1n、s5n和s8n；控制信號vgs_3n控制開關(guān)管s3n；控制信號vgs_4n控制開關(guān)管s4n。

圖5中，各信號之間相位差關(guān)系如下：控制信號vgs_1n與vgs_2n的相位差為180°，控制信號vgs_3n與vgs_4n的相位差為180°，控制信號vgs_1p與vgs_2p的相位差為180°，控制信號vgs_3p與vgs_4p的相位差為180°，控制信號vgs_1n與vgs_3n之間的相位差于0-180°之間可調(diào)，控制信號vgs_1p與vgs_3p之間的相位差和vgs_1n與vgs_3n之間的相位差相同。圖5中的ts為移相時間，控制該移相時間的長短即可調(diào)節(jié)vgs_1n與vgs_3n之間的相位差，實現(xiàn)輸出電壓靈活可調(diào)。

由于一個周期內(nèi)，電源的正半周期和負(fù)半周期相似，在此先分析不考慮死區(qū)電壓時，正半周期的6個模態(tài)：

在vh為正半周時，開關(guān)管sxp(x＝1、2、3、4、5、6、7、8)始終導(dǎo)通。

模態(tài)a：如圖7，控制信號vgs_1n和vgs_4n處于高電平，開關(guān)管s2n、s4n、s6n和s7n變?yōu)閷?dǎo)通狀態(tài)，諧振電感l(wèi)r通過兩條回路放電，一條是lr和c2串聯(lián)通過s7p、s7n、c4、vh、c5、s2n、s2p、s4p和s4n放電，其能量關(guān)系為lr和c2、c5給c4充電；另一條是lr通過c3、s6p、s6n、s4p和s4n放電，其能量關(guān)系為lr給c3充電。在這個階段內(nèi)，諧振電感的電流逐漸減小到0，沒有電流對c1充電，因此iout＝0。

模態(tài)b：如圖8，開關(guān)管s2n、s4n、s6n、s7n處于工作狀態(tài)，放電回路同模態(tài)a，區(qū)別在于諧振電感l(wèi)r電流從0增大，電流方向和模態(tài)a反向，電源逐漸給lr、c2和c5充電，同時c3放電。

模態(tài)c：如圖9，控制信號vgs_1n和vgs_3n處于高電平，開關(guān)管s2n、s3n、s6n和s7n處于工作狀態(tài)，電路中有兩條回路給儲能電容c1和負(fù)載供電，一條是電源vh和c4通過s7n、s7p、諧振電感l(wèi)r、s3p、s3n、s2p和s2n給c1和負(fù)載供電，同時給lr和c2充電；另一條是由c3、諧振電感l(wèi)r、s3p、s3n、s6n和s6p構(gòu)成的回路給c1和負(fù)載供電，同時給lr和c2充電。在這個階段內(nèi)，iout＝ir。

模態(tài)d：如圖10，控制信號vgs_2n和vgs_3n處于高電平，開關(guān)管s1n、s3n、s5n和s8n處于工作狀態(tài)，諧振電感l(wèi)r通過兩條回路放電，一條是lr和c3通過s3p、s3n、s1n、s1p、c4、c5、s8p和s8n放電，其中l(wèi)r、c3和c4給c5充電；另一條是lr通過s3p、s3n、s5p、s5n給c2充電。在這個階段內(nèi)，諧振電感的電流逐漸減小到0，沒有電流對c1充電，因此iout＝0。

模態(tài)e：如圖11，控制信號vgs_2n和vgs_3n處于高電平，開關(guān)管s1n、s3n、s5n和s8n處于工作狀態(tài)，與模態(tài)d類似，區(qū)別在于諧振電感電流從0增大，且回路中電流反向。電源vh逐漸給lr、c3和c4充電，c2給lr充電。

模態(tài)f：如圖12，控制信號vgs_2n和vgs_4n處于高電平，開關(guān)管s1n、s4n、s5n和s8n處于工作狀態(tài)，電路中有兩條回路，一條是由vh、c4、c5、s1p、s1n、c1和r、s4p、s4n、諧振電感l(wèi)r、c3、s8n、s8p組成的回路，其中vh給lr、c3、c4和輸出電容c1供電；另一條是c2、s5n、s5p、c1和r、s4p、s4n、諧振電感l(wèi)r組成的放電回路，其中c2為lr和c1供電。在這個階段內(nèi)，iout＝ir。

輸出電壓的靈活可調(diào)原理如下：參考圖5，只要保證各控制信號的占空比不變，調(diào)節(jié)ts的值，即控制vgs_1n與vgs_3n之間的相位差(同等于vgs_2n與vgs_4n之間的相位差)，就可以得到不同的輸出電壓值。

如圖13，可將變流器在vh正半周期的6個模態(tài)(a-f)歸為4種電路狀態(tài)：諧振狀態(tài)，由階段a和階段b組成，該狀態(tài)在圖13中時間段為[0,ts]；充電狀態(tài)，即階段c，該狀態(tài)在圖13中時間段為自諧振狀態(tài)，由階段d和階段e組成，該狀態(tài)在圖13中時間段為放電狀態(tài)，即階段f，該狀態(tài)在圖13中時間段為把諧振電感l(wèi)r和諧振電容c2定義成一個諧振模塊。儲能電容c4、c5相比諧振電容c2、c3容值大很多且直接與輸入直流電源并聯(lián)，因此可認(rèn)為儲能電容c4、c5兩端的電壓維持vh/2不變。先將諧振電感電流ir的變化曲線全部做線性化處理，即認(rèn)為諧振電容c2在和諧振電感l(wèi)r產(chǎn)生諧振的過程中電壓維持vh/4不變?？芍猧r在一個周期內(nèi)不同時段內(nèi)的變化斜率，其中l(wèi)r為諧振電感的感值，在時段[0,ts]內(nèi)，諧振電感兩端的電壓為vh/4，即得到ir的變化斜率為在時段[ts,tsw/2]內(nèi)，諧振電感兩端的電壓為即得到ir的變化斜率為同理也可得到時段[tsw/2,tsw/2+ts]內(nèi)ir的變化斜率為時段[tsw/2+ts,tsw]內(nèi)ir的變化斜率為據(jù)此繪制諧振電感的電流ir和輸出電流iout線性化處理后的波形如圖13所示。

根據(jù)ir在各個時段內(nèi)的斜率可以假設(shè)得到以下關(guān)系式，其中b1、b2、b3、b4為假設(shè)的未知量，vout為輸出電壓：

由ir的電流連續(xù)性可知一個周期內(nèi)ir(0)＝ir(tsw)、解得：

將(2)式代入(1)式中，即可解得ir在各個時段內(nèi)與移相時間ts的關(guān)系表達(dá)式為：

由圖9可知，充電狀態(tài)，即階段c時刻，諧振電感中的電流ir與輸出電流相等，所以(3)式中階段進(jìn)行積分，可得輸出電壓vout與移相時間ts的關(guān)系表達(dá)式如下：

上述分析是不考慮死區(qū)時間時電路在半個周期內(nèi)的各模態(tài)分析，若考慮死區(qū)時間，則在死區(qū)時間內(nèi)電路的回路情況如圖14和圖15所示，有兩種情況：

在階段a切換到階段b時，沒有控制信號的變化，不存在安全換流問題。

在階段b切換到階段c時，控制信號vgs_1n處于高電平；vgs_4n轉(zhuǎn)換為低電平，vgs_3n轉(zhuǎn)換為高電平，轉(zhuǎn)換時引入死區(qū)時間。死區(qū)時間內(nèi)，諧振電感l(wèi)r的續(xù)流回路為：lr與s3p、s3n的反向二極管、s5p、s5n的反向二極管、c2形成回路，如圖14。

在階段c切換到階段d時，控制信號vgs_3n處于高電平，諧振電感l(wèi)r的續(xù)流回路為：lr與s3p、s3n的反向二極管、s5p、s5n的反向二極管、c2形成回路，如圖14。

在階段d切換到階段e時，無控制信號變化，不存在安全換流問題。

在階段e切換到階段f時，控制信號vgs_2n處于高電平，諧振電感l(wèi)r的續(xù)流回路為：lr與s6p、s6n的反向二極管、s4p、s4n的反向二極管、c3形成回路,如圖15。

在階段f切換到階段a時，控制信號vgs_4n處于高電平，諧振電感l(wèi)r的續(xù)流回路為：lr與、c3、s6p、s6n的反向二極管、s4p、s4n的反向二極管形成回路，如圖15。

安全換流提供放電回路的原理如下：以n溝道增強型電力mosfet管為例，由于制造工藝原因漏源極之間帶有寄生二極管，當(dāng)漏源電壓為負(fù)且柵極電壓為負(fù)(即沒有形成導(dǎo)電溝道)時，mosfet管功能和二極管相同。本發(fā)明對應(yīng)的電路拓?fù)渲兴褂玫碾p向開關(guān)管結(jié)構(gòu)就是使用這一特性為諧振電容lr在死區(qū)時間內(nèi)提供放電回路。

實施例二：

本實例以升壓模式為例，電路工作在升壓模式時，電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)不變，只需交換輸入輸出端口。如圖2所示，拓?fù)浒娫磛l、基本開關(guān)電容模塊、準(zhǔn)h橋、諧振電感l(wèi)r、儲能電容c1和負(fù)載r。拓?fù)涔灿玫?6個全控型器件mosfet，將其分別編號為p和n兩組。編號為p組的全控型器件mosfet為s1p、s2p、s3p、s4p、s5p、s6p、s7p和s8p，所述的編號為n的全控型器件mosfet為s1n、s2n、s3n、s4n、s5n、s6n、s7n和s8n。

具體的，如圖4所示，所述準(zhǔn)h橋有6個輸入/輸出端，分別命名為3、4、9、10、11、12。所述準(zhǔn)h橋包括8個mosfet開關(guān)管s1p、s2p、s3p、s4p、s1n、s2n、s3n和s4n，所述s1p和s1n共源極串聯(lián)組成第一雙向開關(guān)，s2p和s2n共源極串聯(lián)組成第二雙向開關(guān)，s3p和s3n共源極串聯(lián)組成第三雙向開關(guān)，s4p和s4n共源極串聯(lián)組成第四雙向開關(guān)；所述第一雙向開關(guān)的一端與所述第二雙向開關(guān)的一端相連，另一端與所述第三三向開關(guān)的一端相連；所述第二雙向開關(guān)的另一端與第四雙向開關(guān)的一端相連；所述第四雙向開關(guān)的另一端與第三雙向開關(guān)的另一端相連。

具體的，如圖3所示，所述基本開關(guān)電容模塊有6個輸入/輸出端口，分別命名為圖中的1、2、5、6、7、8。所述基本開關(guān)電容模塊包括8個mosfet開關(guān)管s5p、s6p、s7p、s8p、s5n、s6n、s7n和s8n，及四個電容c2、c3、c4和c5；所述s5p和s5n共源極串聯(lián)組成第五雙向開關(guān)，s6p和s6n共源極串聯(lián)組成第六雙向開關(guān)，s7p和s7n共源極串聯(lián)組成第七雙向開關(guān)，s8p和s8n共源極串聯(lián)組成第八雙向開關(guān)；所述諧振電感l(wèi)r的一端與電容c2和c3的串接點相連，另一端與第三雙向開關(guān)和第四雙向開關(guān)的串接點相連；所述電容c4和c5的串接點與所述第一雙向開關(guān)和第二雙向開關(guān)的串接點相連；所述第七雙向開關(guān)的一端與第四電容的一端相連，另一端與第二電容c2的一端和第五雙向開關(guān)管的一端分別相連；所述第八雙向開關(guān)的一端與第五電容c5的一端相連，另一端與第三電容c3的一端和第六雙向開關(guān)管的一端分別相連。所述第五雙向開關(guān)管的另一端與第三雙向開關(guān)管的一端相連；所述第六雙向開關(guān)管的另一端與第四雙向開關(guān)管的一端相連。

負(fù)載r兩端分別連接端口7和8相連；電源vl和儲能電容c1并聯(lián)后，兩端分別與連接端口11和12相連，且電源vl的正極與基本開關(guān)電容模塊的端口11相連，負(fù)極與基本開關(guān)電容模塊的端口12相連。

具體的調(diào)控方法如下：

升壓模態(tài)的調(diào)控方法所需控制信號如圖6。其中，控制信號vgs_1p控制開關(guān)管s2p、s6p和s7p；控制信號vgs_2p控制開關(guān)管s1p、s5p和s8p；控制信號vgs_3p控制開關(guān)管s3p；控制信號vgs_4p控制開關(guān)管s4p；控制信號vgs_1n控制開關(guān)管s2n、s6n和s7n；控制信號vgs_2n控制開關(guān)管s1n、s5n和s8n；控制信號vgs_3n控制開關(guān)管s3n；控制信號vgs_4n控制開關(guān)管s4n。

圖6中，各信號之間相位差關(guān)系如下：控制信號vgs_1n與vgs_2n的相位差為180°，控制信號vgs_3n與vgs_4n的相位差為180°，控制信號vgs_1p與vgs_2p的相位差為180°，控制信號vgs_3p與vgs_4p的相位差為180°，控制信號vgs_1n與vgs_3n之間的相位差于180-360°之間可調(diào)，控制信號vgs_1p與vgs_3p之間的相位差和vgs_1n與vgs_3n之間的相位差相同。圖6中的ts為移相時間，控制該移相時間的長短即可調(diào)節(jié)vgs_1n與vgs_3n之間的相位差，實現(xiàn)輸出電壓靈活可調(diào)。

其他分析過程與實施例一的降壓模式類似，本實施例不再重復(fù)。

綜上所述，本發(fā)明提出的改進(jìn)型移動控制策略,通過對移相時間的調(diào)節(jié)對開關(guān)管進(jìn)行移相控制，實現(xiàn)輸出電壓的靈活可調(diào)；在死區(qū)時間內(nèi)為諧振電感提供放電回路,實現(xiàn)開關(guān)管的安全換流；在不改變電路總拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)的前提下改變輸入輸出端口，即可轉(zhuǎn)變電路的升壓/降壓工作模式。當(dāng)?shù)蛪簜?cè)為輸入，可保證輸出電壓在大于輸入電壓2倍的范圍靈活可調(diào)。當(dāng)高壓側(cè)為輸入，則可保證輸出電壓在輸入電壓的0-0.5倍內(nèi)靈活可調(diào)。

以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。