專利名稱：高性能數(shù)控轉(zhuǎn)換電路及其方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種轉(zhuǎn)換電路，更具體地，本發(fā)明涉及一種高性能數(shù)控轉(zhuǎn)換電路。
背景技術(shù)：
當(dāng)今，數(shù)控轉(zhuǎn)換電路由于其具有的許多獨特優(yōu)點，如其采用的先進控制算法、較強 的通信能力及高抗干擾能力等，而廣受歡迎。數(shù)控轉(zhuǎn)換電路中包含有模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog to digital converter，ADC)和數(shù)字脈寬調(diào)制器(digital pulse width modulator,DPWM) 等量化器件。如圖1所示，傳統(tǒng)地，如果DPWM的分辨率Ndpwm低于ADC的分辨率Nad。，S卩DPWM 的一個單位分辨率(Least Significant Bit，LSB)所產(chǎn)生的電壓Δ Vdpwm大于ADC的一個 LSB所產(chǎn)生的電壓Δ Vadc,則DPWM的一個LSB所導(dǎo)致的輸出電壓V。與額定輸出電壓Vkef的 差值將大于ADC能夠檢測到的最小變化值△ Vad。，這會使得系統(tǒng)無法鎖住輸出電壓\，輸出 電壓\將在額定輸出電壓Vkef附近發(fā)生彈跳而一直改變，這種現(xiàn)象稱之為“極限環(huán)振蕩”。 它會導(dǎo)致輸出電壓Vtj大幅振蕩，很難分析和補償輸出電壓Vtj的噪聲干擾和轉(zhuǎn)換器帶來的電 磁干擾(Electro Magnetic Interference，EMI)。也就是說，在傳統(tǒng)數(shù)控轉(zhuǎn)換電路中，DPWM 的分辨率Ndpwm必須高于ADC的分辨率Nad。，否則將產(chǎn)生極限環(huán)振蕩。傳統(tǒng)的DPWM結(jié)構(gòu)是基于計數(shù)器的。該種結(jié)構(gòu)的DPWM的分辨率和系統(tǒng)的時鐘頻率 有關(guān)。以降壓型轉(zhuǎn)換器中基于計數(shù)器的DPWM為例，由DPWM的一個LSB所產(chǎn)生的輸出電壓 AV0 為AV0 = Vin- AD = Vin- fSff/fclock(1)其中，Vin為系統(tǒng)輸入電壓，Δ D為占空比分辨率，fsw為開關(guān)頻率，fclock為系統(tǒng)時鐘 頻率。在實際應(yīng)用中，開關(guān)頻率fsw高頻化趨勢越來越明顯，一般大于500KHZ，而系統(tǒng)時 鐘頻率f。1()。k大于200MHz時成本將大幅增加，因而系統(tǒng)中采用的系統(tǒng)時鐘頻率f。1()。k 一般小 于200MHz，所以由DPWM的一個LSB所產(chǎn)生的輸出電壓Δ V。較大，即DPWM的分辨率Ndpwm較 低。例如，開關(guān)頻率fsw取為500KHz，系統(tǒng)時鐘頻率fel。。k取為200MHz，設(shè)系統(tǒng)輸入電壓Vin 為12V，則由DPWM的一個LSB所產(chǎn)生的輸出電壓AVq為30mV。對于常見的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路 來說，這樣的輸出電壓較大，其對應(yīng)的DPWM的分辨率Ndpwm較低。為提高DPWM的分辨率，現(xiàn)有技術(shù)中提出了許多方法，如采用延遲線結(jié)構(gòu)、混合法、 恒定導(dǎo)通時間法、抖動法等等。但這些方法不僅復(fù)雜，還需更換硬件設(shè)備，不適于普遍應(yīng)用。 另外，這些方法有時還會使得系統(tǒng)瞬態(tài)響應(yīng)性能變差。因此，現(xiàn)有技術(shù)中很難得到具有較高 分辨率的DPWM，即使能夠獲得，其成本也非常昂貴。在現(xiàn)有技術(shù)中，為避免極限環(huán)振蕩，ADC的分辨率要低于DPWM的分辨率，而DPWM的 分辨率較低，因而ADC的分辨率也相應(yīng)更低。較低的ADC分辨率使得系統(tǒng)瞬態(tài)響應(yīng)變差且 輸出電壓的精度變低。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個目的在于解決傳統(tǒng)數(shù)控轉(zhuǎn)換電路中為避免極限環(huán)振蕩而降低系統(tǒng) 性能的問題。為解決上述問題，本發(fā)明提出了一種新型數(shù)控轉(zhuǎn)換電路。所述新型數(shù)控轉(zhuǎn)換電路 包括轉(zhuǎn)換電路，所述轉(zhuǎn)換電路提供輸出電壓；模數(shù)轉(zhuǎn)換電路，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換電路接收所述輸 出電壓與一參考電壓且所述模數(shù)轉(zhuǎn)換電路根據(jù)所述輸出電壓與所述參考電壓產(chǎn)生數(shù)字誤 差信號；數(shù)字控制電路，所述數(shù)字控制電路對系統(tǒng)狀態(tài)進行判斷并根據(jù)系統(tǒng)狀態(tài)產(chǎn)生占空 比信號；數(shù)字脈寬調(diào)制電路，所述數(shù)字脈寬調(diào)制電路接收所述占空比信號并根據(jù)所述占空 比信號產(chǎn)生模擬占空比信號以控制所述轉(zhuǎn)換電路。為解決上述問題，本發(fā)明還提出了一種用數(shù)字控制電路控制轉(zhuǎn)換電路的方法。所 述方法包括接收輸出電壓和參考電壓并產(chǎn)生數(shù)字誤差信號；判斷系統(tǒng)狀態(tài)并產(chǎn)生系統(tǒng)狀態(tài) 信號；根據(jù)所述系統(tǒng)狀態(tài)信號和所述數(shù)字誤差信號采用系統(tǒng)控制模式；利用所述系統(tǒng)控制 模式調(diào)節(jié)輸出電壓。本發(fā)明采用上述結(jié)構(gòu)的電路和/或上述步驟的方法，其采用的模數(shù)轉(zhuǎn)換器 (analog to digital converter, ADC)的分辨率可以比數(shù)字脈寬調(diào)制器(digital pulse width modulator, DPWM)的分辨率更高，電路易于實現(xiàn)且系統(tǒng)瞬態(tài)響應(yīng)性能以及輸出電壓 精度均得到提高，同時，輸出電壓不會產(chǎn)生極限環(huán)振蕩。


圖1示出傳統(tǒng)數(shù)控轉(zhuǎn)換電路中極限環(huán)振蕩產(chǎn)生的波形示意圖。圖2示出根據(jù)本發(fā)明一實施例的新型數(shù)控轉(zhuǎn)換電路10。圖3示出圖2所示數(shù)控轉(zhuǎn)換電路10中占空比生成器的一種結(jié)構(gòu)20。圖4示出數(shù)控轉(zhuǎn)換電路中系統(tǒng)單位階躍響應(yīng)示意圖。圖5示出圖2所示數(shù)控轉(zhuǎn)換電路10工作時的輸出電壓波形示意圖以及系統(tǒng)狀態(tài) 判斷示意圖。圖6示出根據(jù)本發(fā)明一個實施例的用數(shù)控方法控制轉(zhuǎn)換電路的流程圖。圖7(a)示出采用傳統(tǒng)數(shù)控轉(zhuǎn)換電路及其方法的輸出電壓的實驗波形示意圖。圖7(b)示出根據(jù)本發(fā)明一個實施例的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路的輸出電壓的實驗波形示意 圖。圖8示出系統(tǒng)狀態(tài)轉(zhuǎn)換以及系統(tǒng)控制模式轉(zhuǎn)換過程。圖9(a)示出采用傳統(tǒng)數(shù)控轉(zhuǎn)換電路及其方法的輸出電壓的瞬態(tài)響應(yīng)示意圖。圖9(b)示出根據(jù)本發(fā)明一個實施例的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路的輸出電壓的瞬態(tài)響應(yīng)示意 圖。圖10(a)示出在傳統(tǒng)數(shù)控轉(zhuǎn)換電路中采用非線性控制器的輸出電壓波形示意圖。圖10(b)示出在根據(jù)本發(fā)明一個實施例的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路中采用非線性控制器的 輸出電壓波形示意圖。
具體實施例本發(fā)明提出了一種新型數(shù)控轉(zhuǎn)換電路及其方法。和傳統(tǒng)數(shù)控轉(zhuǎn)換電路相比，本發(fā)明提出的新型數(shù)控轉(zhuǎn)換電路采用的模數(shù)轉(zhuǎn)換器(analog to digital converter，ADC)的分 辨率可以比數(shù)字脈寬調(diào)制器(digital pulse width modulator，DPWM)的分辨率高，電路易 于實現(xiàn)且系統(tǒng)瞬態(tài)響應(yīng)性能以及輸出電壓精度均得到提高，同時，輸出電壓不會產(chǎn)生極限 環(huán)振蕩。圖2示出根據(jù)本發(fā)明一個實施例的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路10。如圖2所示，數(shù)控轉(zhuǎn)換電路 10包括轉(zhuǎn)換電路101以及數(shù)字控制電路103。轉(zhuǎn)換電路101的輸出電壓V。與額定輸出電壓 Veef的差值經(jīng)ADC模塊采樣轉(zhuǎn)換后得到數(shù)字誤差信號eA/D (k)。系統(tǒng)狀態(tài)判斷器接收數(shù)字誤 差信號eA/D(k)以及一量化參考信號Va。。并根據(jù)eA/D(k)和Va。。對系統(tǒng)狀態(tài)進行判斷，產(chǎn)生系 統(tǒng)狀態(tài)信號s(k)。在本實施例中，當(dāng)系統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)時，s(k) =0;當(dāng)系統(tǒng)處于動態(tài)時，s (k) =1。本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，系統(tǒng)狀態(tài)信號s (k)也可以取其它值來分別表示系 統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)和動態(tài)。系統(tǒng)誤差產(chǎn)生器接收數(shù)字誤差信號eA/D(k)以及系統(tǒng)狀態(tài)信號s(k)并 根據(jù)eA/D(k)和s(k)產(chǎn)生系統(tǒng)誤差信號e(k)，該系統(tǒng)誤差信號e(k)控制占空比生成器以得 到數(shù)字占空比信號d(k)。數(shù)字占空比信號d(k)經(jīng)DPWM模塊轉(zhuǎn)換后得到模擬占空比信號以 控制轉(zhuǎn)換電路101，從而對輸出電壓\進行調(diào)節(jié)。電路在工作時，系統(tǒng)狀態(tài)判斷器首先判斷系統(tǒng)狀態(tài)，然后再相應(yīng)地改變系統(tǒng)控制 模式。當(dāng)系統(tǒng)狀態(tài)判斷器判定系統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)時，由系統(tǒng)誤差產(chǎn)生器產(chǎn)生的系統(tǒng)誤差信號 e(k)為0，即e(k) =O0此時，占空比生成器將產(chǎn)生一占空比信號。然后，系統(tǒng)控制模式轉(zhuǎn) 換為穩(wěn)態(tài)控制模式。此時，占空比信號經(jīng)DPWM模塊轉(zhuǎn)換后得到一模擬占空比信號去控制轉(zhuǎn) 換電路101，以使得輸出電壓\保持在額定輸出電壓Vkef附近，輸出電壓N0與額定輸出電 壓Vkef的差值經(jīng)ADC模塊量化的量化值后不會超過量化參考信號Va。。，其中，量化參考信號 Va。。應(yīng)為小于系統(tǒng)輸出電壓額定誤差范圍的自然數(shù)。在穩(wěn)態(tài)時，系統(tǒng)采用穩(wěn)態(tài)控制模式，無 論數(shù)字誤差信號eA/D (k)為何值，系統(tǒng)輸出電壓\與額定輸出電壓Vkef的差值量化值都保持 在Va。。內(nèi)，不會產(chǎn)生極限環(huán)振蕩。當(dāng)系統(tǒng)狀態(tài)判斷器判定系統(tǒng)處于動態(tài)時，系統(tǒng)誤差產(chǎn)生器輸出的系統(tǒng)誤差信號 e (k)等于數(shù)字誤差信號eA/D (k)，即e (k) = eA/D (k)，系統(tǒng)控制模式轉(zhuǎn)換為動態(tài)控制模式。此 時，占空比生成器產(chǎn)生占空比信號d(k)。當(dāng)系統(tǒng)處于動態(tài)時，一旦輸出電壓Vtj發(fā)生變化，系 統(tǒng)將調(diào)節(jié)占空比信號d(k)以對輸出電壓Vtj進行調(diào)節(jié)。在動態(tài)時，系統(tǒng)采用動態(tài)控制模式 對輸出電壓進行及時調(diào)節(jié)，亦不會產(chǎn)生極限環(huán)振蕩?？梢?，系統(tǒng)通過判斷系統(tǒng)狀態(tài)以相應(yīng)地采取穩(wěn)態(tài)控制或動態(tài)控制對輸出電壓N0進 行調(diào)節(jié)，從而避免了極限環(huán)振蕩的產(chǎn)生。應(yīng)當(dāng)注意，在系統(tǒng)被判定為處于動態(tài)時，電路控制模式立即轉(zhuǎn)換為動態(tài)控制模式， 而在系統(tǒng)被判定為處于穩(wěn)態(tài)時，占空比生成器首先產(chǎn)生一占空比信號，在占空比信號產(chǎn)生 后，電路控制模式才轉(zhuǎn)換為穩(wěn)態(tài)控制模式。圖3示出圖2所示數(shù)控轉(zhuǎn)換電路10中占空比生成器的一種結(jié)構(gòu)20。如圖3所示的 實施例，所述占空比生成器包括DUTY模塊和兩階比例積分微分(Proportion Integration Differentiation, PID)模塊。系統(tǒng)誤差產(chǎn)生器首先產(chǎn)生系統(tǒng)誤差信號e (k)，當(dāng)e (k) = 0 時，即系統(tǒng)被判定為處于穩(wěn)態(tài)時，DUTY模塊生成一定值占空比信號D提供至DPWM模塊；當(dāng) e(k) = eA/D(k)時，即系統(tǒng)被判定為處于動態(tài)時，PID模塊給出一實時占空比信號d(k)= d(k-l)+ae(k)+be(k-l)+ce(k-2)提供至 DPWM 模塊。其中，d(k_l) % k-1 時刻的實時占空比信號，e (k)、e (k-Ι)和e (k_2)分別為k、k_l和k_2時刻的系統(tǒng)誤差信號，a、b和c為兩 階PID的控制參數(shù)。應(yīng)當(dāng)注意，系統(tǒng)狀態(tài)一旦被判定出來后將被鎖存，直到系統(tǒng)被判定為進 入另一狀態(tài)。DUTY模塊產(chǎn)生定值占空比信號D是通過下述方式實現(xiàn)的。DUTY模塊接收k-2，Λ， k時刻的數(shù)字誤差信號eA/D(k-2)、eA/D(k-l)、eA/D(k)和k_l時刻的實時占空比信號d(k_l)， 當(dāng)由ADC模塊產(chǎn)生的數(shù)字誤差信號滿足條件eA/D(k) = eA/D(k-l) = eA/D(k"2) = 0(1)時，所獲得的實時占空比信號d(k-l)便為所述的合適的定值占空比信號DjPD = d(k-l)。本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)明白，在圖3所示的實施例中，實時占空比信號由兩 階比例積分微分電路產(chǎn)生，而在其它實施例中，實時占空比信號也可以由m階比例積分微 分電路產(chǎn)生，相應(yīng)地，該實時占空比信號由k-m，Λ，k時刻的系統(tǒng)誤差信號以及k-Ι時刻的實 時占空比信號和m階比例積分微分電路的控制參數(shù)決定，而定值占空比信號的產(chǎn)生條件為eA/D (k) = eA/D(k-l) = A= eA/D(k_m) = 0。本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員還應(yīng)當(dāng)明白，在圖3所示的實施例中，實時占空比信號由 PID產(chǎn)生，而在其它實施例中，實時占空比信號也可以由其它具有類似功能的補償網(wǎng)絡(luò)產(chǎn) 生，如在Z域里補償?shù)摩橇泓cη極點網(wǎng)絡(luò)。在另一實施例中，圖2所示數(shù)控轉(zhuǎn)換電路10中的占空比生成器包括補償網(wǎng)絡(luò)而不 包括DUTY模塊。不管系統(tǒng)被判定為穩(wěn)態(tài)或動態(tài)，占空比信號都由補償網(wǎng)絡(luò)產(chǎn)生。以兩階 PID作為補償網(wǎng)絡(luò)為例，當(dāng)系統(tǒng)被判定為處于動態(tài)或者穩(wěn)態(tài)時，PID模塊均給出一實時占空 比信號 d(k) = d(k-l)+ae(k)+be(k-l)+ce(k_2)提供至 DPWM 模塊。在一個實施例中，系統(tǒng)狀態(tài)判斷器對系統(tǒng)狀態(tài)的判定過程如下。如果系統(tǒng)最初處于動態(tài)，當(dāng)輸出電壓N0在額定輸出電壓Vkef附近的一定范圍內(nèi)保 持了一段時間Tdt，則系統(tǒng)將被判定為進入穩(wěn)態(tài)。其中，所述額定輸出電壓Vkef附近的一定范 圍應(yīng)使得系統(tǒng)輸出電壓I與額定輸出電壓Vkef的差值經(jīng)ADC模塊采樣后獲得的數(shù)字誤差信 號eA/D(k)保持在-ρ到ρ之間，即-ρ ( eA/D (k) ( ρ(2)其中，ρ為小于量化參考信號的非負整數(shù)，ρ的取值可以視系統(tǒng)精度要求而定，如P 取為1。而所述一段時間Tdt可以大于輸出電壓Vtj做阻尼振蕩的周期。對于本系統(tǒng)來說，單 位階躍輸入是最惡劣的工作條件。因此，只要所述一段時間Tdt大于單位階躍響應(yīng)的周期， 則該時間Tdt將大于在其它輸入條件下輸出電壓\做阻尼振蕩的周期。圖4示出系統(tǒng)單位 階躍響應(yīng)示意圖。如圖4所示，所述一段時間Tdt遠大于Tdl和Td2的最大值，即Tdt >> Tdl(3)Tdt >> Td2(4)如上所述，系統(tǒng)進入穩(wěn)態(tài)的條件為公式(2)、(3)、⑷。如果系統(tǒng)最初處于穩(wěn)態(tài)，則一旦輸出電壓Vq上出現(xiàn)擾動，則系統(tǒng)將被判定為進入 動態(tài)。一種擾動判斷方法是當(dāng)輸出電壓\與額定輸出電壓Vkef的差值量化值超出Vacx的范 圍，即
eA/D(k) I ^Vacc(5)則輸出電壓V。上出現(xiàn)擾動。在另一實施例中，若輸出電壓Vq與額定輸出電壓Vkef的差值經(jīng)ADC模塊采樣后獲 得的數(shù)字誤差信號eA/D(k)比起上一時刻的數(shù)字誤差信號^/“！^-丨)的變化大于q，即I Δ eA/D (k) I > q(6)則輸出電壓Vq上出現(xiàn)擾動，其中，q為自然數(shù)。本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，上述關(guān)于系統(tǒng)狀態(tài)的判定只是示例性的。系統(tǒng) 狀態(tài)的判定也可以通過其它條件實現(xiàn)。圖5示出圖2所示數(shù)控轉(zhuǎn)換電路10工作時的輸出電壓波形示意圖以及系統(tǒng)狀態(tài) 判斷示意圖。如圖5所示，在Tl時段，系統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)，系統(tǒng)控制模式為穩(wěn)態(tài)控制模式，輸出電 壓\在額定輸出電壓Vkef附近設(shè)定的量化參考信號Va。。內(nèi)。在進入T2時段時，輸出電壓\ 的變化值超出Va。。的范圍，即輸出電壓Vtj滿足出現(xiàn)擾動的條件|eA/D(k) I 。。，系統(tǒng)被判定 為進入動態(tài)，此時，系統(tǒng)控制模式立即轉(zhuǎn)換為動態(tài)控制模式。在進入T2時段后，輸出電壓\ 在額定輸出電壓Vkef附近變化，輸出電壓\與額定輸出電壓Vkef的差值經(jīng)ADC模塊采樣后 獲得的數(shù)字誤差信號eA/D(k)保持在在-1到1之間，即-1彡eA/D(k)彡1范圍內(nèi)一段時間， 系統(tǒng)被判定為進入穩(wěn)態(tài)。在T3時段，系統(tǒng)再次處于穩(wěn)態(tài)，輸出電壓Vtj在額定輸出電SVkef 附近設(shè)定的量化參考信號Va。。內(nèi)，此時，占空比生成器產(chǎn)生占空比信號，然后，系統(tǒng)控制模式 轉(zhuǎn)換為穩(wěn)態(tài)控制模式。圖6示出根據(jù)本發(fā)明一個實施例的用數(shù)控方法控制轉(zhuǎn)換電路的流程圖。如圖6所 示，系統(tǒng)電路開始工作時，DPWM的占空比由補償網(wǎng)絡(luò)給出，系統(tǒng)工作在動態(tài)控制模式。在一 實施例中，補償網(wǎng)絡(luò)可以為PID。接下來，系統(tǒng)誤差產(chǎn)生器判斷系統(tǒng)是否處于穩(wěn)態(tài)，若系統(tǒng)不 滿足上述公式(2)、(3)、(4)所表示的穩(wěn)態(tài)條件(其中q值取為1)，則系統(tǒng)仍將工作在動態(tài) 控制模式；若系統(tǒng)滿足穩(wěn)態(tài)條件(2)、(3)、(4)，則DUTY模塊開始找尋定值占空比信號D，若 DUTY模塊判斷出系統(tǒng)不滿足上述公式(1)所表示的定值占空比產(chǎn)生條件，DUTY模塊繼續(xù)找 尋定值占空比信號D，若DUTY模塊判斷出系統(tǒng)滿足定值占空比產(chǎn)生條件(1)，則DUTY模塊 給出定值占空比D。此后，系統(tǒng)進入穩(wěn)態(tài)控制模式。此后，系統(tǒng)誤差產(chǎn)生器判斷系統(tǒng)是否進 入動態(tài)，若系統(tǒng)不滿足上述公式(5)和(6)所表示的動態(tài)條件(其中q值取為1)，則系統(tǒng)仍 工作在穩(wěn)態(tài)控制模式；若系統(tǒng)滿足動態(tài)條件(5)或(6)，則系統(tǒng)立即進入動態(tài)工作模式，此 時，占空比由補償網(wǎng)絡(luò)給出，系統(tǒng)開始新一輪判斷。應(yīng)當(dāng)注意，上述實施例中穩(wěn)態(tài)條件(2)、(3)、(4)，動態(tài)條件(5)和(6)以及定值占 空比產(chǎn)生條件(1)只是示例性的。根據(jù)對系統(tǒng)要求，也可以通過其它條件進行判斷。應(yīng)當(dāng)注意，本發(fā)明提出的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路及其方法可以用于各種轉(zhuǎn)換電路，如降壓 型轉(zhuǎn)換電路、升壓型轉(zhuǎn)換電路以及其他類似轉(zhuǎn)換電路。圖7-10示出根據(jù)本發(fā)明一實施例的實驗結(jié)果。該實驗采用降壓型轉(zhuǎn)換器作為轉(zhuǎn) 換電路，在Xilinx Spantan3A FPGA上進行編程。系統(tǒng)輸入電壓、輸出電壓及輸出電流分 別為Vin = 12V，Vo = 3. 3V，Io = 3A ；開關(guān)頻率、采樣頻率及系統(tǒng)時鐘頻率分別為fsw = 586kHz, fs = 586kHz，fclock = 150MHz ；采用PID作為補償網(wǎng)絡(luò)，其帶寬為50KHz，比例參數(shù) KP = 0. 433，積分參數(shù) KI = 2. 033e4,微分參數(shù) KD = 1. 195e_5 ；DPWM 和 ADC 的一個 LSB 所 產(chǎn)生的電壓分別為Δ Vo = 15mV, AVadc = 5mV ；輸出電壓V。設(shè)定的電壓變化范圍為Δ Vacx
8=25mV。圖7(a)示出采用傳統(tǒng)數(shù)控轉(zhuǎn)換電路及其方法的輸出電壓的實驗波形示意圖。圖 7(b)示出根據(jù)本發(fā)明一個實施例的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路的輸出電壓的實驗波形示意圖。由圖 7(a)和7(b)對比可見，本發(fā)明提出的新型數(shù)控轉(zhuǎn)換電路中不會產(chǎn)生傳統(tǒng)數(shù)控轉(zhuǎn)換電路中 產(chǎn)生的極限環(huán)振蕩。圖8示出系統(tǒng)狀態(tài)轉(zhuǎn)換以及系統(tǒng)控制模式轉(zhuǎn)換過程。如圖8所示，頻道1為輸出 電壓波形。頻道2為控制模式波形，其中高電平為穩(wěn)態(tài)控制模式，低電平為動態(tài)控制模式。 頻道3為系統(tǒng)狀態(tài)波形，其中高電平為穩(wěn)態(tài)，低電平為動態(tài)。如圖8所示，當(dāng)輸出電壓\發(fā) 生擾動時，系統(tǒng)被判定為處于動態(tài)，系統(tǒng)控制模式立即轉(zhuǎn)換為動態(tài)控制模式。當(dāng)輸出電壓\ 在額定輸出電壓Vkef附近設(shè)定的范圍內(nèi)保持了一段時間，則系統(tǒng)被判定為處于穩(wěn)態(tài)，由圖8 可知，系統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)一段時間后，系統(tǒng)控制模式才轉(zhuǎn)換為穩(wěn)態(tài)控制模式。圖9(a)示出采用傳統(tǒng)數(shù)控轉(zhuǎn)換電路及其方法的輸出電壓的瞬態(tài)響應(yīng)示意圖。圖 9(b)示出根據(jù)本發(fā)明一個實施例的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路的輸出電壓的瞬態(tài)響應(yīng)示意圖。由圖 9(a)和10(b)對比可見，雖然在傳統(tǒng)數(shù)控轉(zhuǎn)換電路和本發(fā)明提出的新型數(shù)控轉(zhuǎn)換電路中采 用的DPWM的分辨率一樣，由于在本發(fā)明提出的新型數(shù)控轉(zhuǎn)換電路中采用的ADC的分辨率提 高了，系統(tǒng)輸出電壓的瞬態(tài)響應(yīng)性能得到了提高。圖10(a)示出在傳統(tǒng)數(shù)控轉(zhuǎn)換電路中采用非線性控制器的輸出電壓波形示意圖。 圖10(b)示出在根據(jù)本發(fā)明一個實施例的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路中采用非線性控制器的輸出電壓 波形示意圖。由圖10(a)和10(b)對比可見，當(dāng)補償網(wǎng)絡(luò)采用非線性控制器時，利用本發(fā)明 提出的新型數(shù)控轉(zhuǎn)換電路及其方法，由于采用的ADC具有更高的分辨率，非線性控制器可 以檢測到更小的輸出電壓誤差且非線性控制器的響應(yīng)更加靈敏。
權(quán)利要求
一種數(shù)控轉(zhuǎn)換電路，其特征在于，所述數(shù)控轉(zhuǎn)換電路包括轉(zhuǎn)換電路，所述轉(zhuǎn)換電路提供輸出電壓；模數(shù)轉(zhuǎn)換電路，所述模數(shù)轉(zhuǎn)換電路接收所述輸出電壓與一參考電壓且所述模數(shù)轉(zhuǎn)換電路根據(jù)所述輸出電壓與所述參考電壓產(chǎn)生數(shù)字誤差信號；數(shù)字控制電路，所述數(shù)字控制電路對系統(tǒng)狀態(tài)進行判斷并根據(jù)系統(tǒng)狀態(tài)產(chǎn)生占空比信號；數(shù)字脈寬調(diào)制電路，所述數(shù)字脈寬調(diào)制電路接收所述占空比信號并根據(jù)所述占空比信號產(chǎn)生模擬占空比信號以控制所述轉(zhuǎn)換電路。
2.如權(quán)利要求1所述的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路，其特征在于，所述數(shù)字控制電路包括系統(tǒng)狀態(tài) 判斷電路，所述系統(tǒng)狀態(tài)判斷電路對所述數(shù)控轉(zhuǎn)換電路的狀態(tài)進行判斷并產(chǎn)生系統(tǒng)狀態(tài)信 號；系統(tǒng)誤差產(chǎn)生電路，所述系統(tǒng)誤差產(chǎn)生電路接收所述數(shù)字誤差信號與所述系統(tǒng)狀態(tài)信 號并根據(jù)所述數(shù)字誤差信號與所述系統(tǒng)狀態(tài)信號產(chǎn)生系統(tǒng)誤差信號；占空比生成電路，所述占空比生成電路接收所述系統(tǒng)誤差信號并根據(jù)所述系統(tǒng)誤差信 號產(chǎn)生占空比信號。
3.如權(quán)利要求2所述的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路，其特征在于，所述系統(tǒng)狀態(tài)判斷電路接收所述 數(shù)字誤差信號與一量化參考信號并根據(jù)所述數(shù)字誤差信號和所述量化參考信號產(chǎn)生穩(wěn)態(tài) 信號或動態(tài)信號，其中，所述量化參考信號為自然數(shù)。
4.如權(quán)利要求3所述的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路，其特征在于，若所述數(shù)字誤差信號的絕對值在 一設(shè)定時間內(nèi)小于等于第一設(shè)定值，則所述系統(tǒng)狀態(tài)判斷電路產(chǎn)生穩(wěn)態(tài)信號，其中，所述第 一設(shè)定值為小于所述量化參考信號的非負整數(shù)。
5.如權(quán)利要求3所述的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路，其特征在于，若所述數(shù)字誤差信號在n時刻的值 和在n+1時刻的值的差值的絕對值大于第二設(shè)定值，則所述系統(tǒng)狀態(tài)判斷電路產(chǎn)生動態(tài)信 號，其中，n以及第二設(shè)定值均為自然數(shù)。
6.如權(quán)利要求3所述的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路，其特征在于，若所述數(shù)字誤差信號的絕對值大 于等于所述量化參考信號，則所述系統(tǒng)誤差產(chǎn)生電路產(chǎn)生動態(tài)信號。
7.如權(quán)利要求3所述的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路，其特征在于，所述系統(tǒng)狀態(tài)信號為穩(wěn)態(tài)信號時， 所述系統(tǒng)誤差信號為0 ；所述系統(tǒng)狀態(tài)信號為動態(tài)信號時，所述系統(tǒng)誤差信號為所述數(shù)字 誤差信號。
8.如權(quán)利要求7所述的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路，其特征在于，所述系統(tǒng)誤差信號為0時，所述占 空比生成電路產(chǎn)生一定值占空比信號；所述系統(tǒng)誤差信號為所述數(shù)字誤差信號時，所述占 空比生成電路產(chǎn)生一實時占空比信號。
9.如權(quán)利要求8所述的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路，其特征在于，所述占空比生成電路包括m階補償 網(wǎng)絡(luò)以用于產(chǎn)生所述實時占空比信號以及定值占空比生成電路以用于產(chǎn)生所述定值占空 比信號，其中，m為自然數(shù)。
10.如權(quán)利要求9所述的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路，其特征在于，所述補償網(wǎng)絡(luò)為比例積分微分電路。
11.如權(quán)利要求9所述的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路，其特征在于，所述定值占空比生成電路接收 k-m，A，k時刻的數(shù)字誤差信號和k-1時刻的實時占空比信號，若所述數(shù)字誤差信號在k-m，A，k時刻都為0，則所述定值占空比生成電路產(chǎn)生k時刻的定值占空比信號且所述k時刻 的定值占空比信號為k-1時刻的實時占空比信號，其中，k為大于m的整數(shù)。
12.如權(quán)利要求7所述的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路，其特征在于，所述占空比生成電路包括m階補 償網(wǎng)絡(luò)以用于產(chǎn)生所述占空比信號，其中，m為自然數(shù)。
13.如權(quán)利要求12所述的數(shù)控轉(zhuǎn)換電路，其特征在于，所述占空比生成電路接收k-m， A，k時刻的系統(tǒng)誤差信號和k-1時刻的占空比信號并根據(jù)k-m，A，k時刻的系統(tǒng)誤差信號 和k-1的占空比信號產(chǎn)生k時刻的占空比信號，其中，k為大于m的整數(shù)。
14.一種用數(shù)字控制電路控制轉(zhuǎn)換電路的方法，其特征在于，所述方法包括接收輸出電壓和參考電壓并產(chǎn)生數(shù)字誤差信號；判斷系統(tǒng)狀態(tài)并產(chǎn)生系統(tǒng)狀態(tài)信號；根據(jù)所述系統(tǒng)狀態(tài)信號和所述數(shù)字誤差信號采用系統(tǒng)控制模式；利用所述系統(tǒng)控制模式調(diào)節(jié)輸出電壓。
15.如權(quán)利要求14所述的方法，其特征在于，系統(tǒng)狀態(tài)的判斷以及系統(tǒng)狀態(tài)信號的產(chǎn) 生是通過對所述數(shù)字誤差信號的監(jiān)測實現(xiàn)的。
16.如權(quán)利要求15所述的方法，其特征在于，若所述數(shù)字誤差信號在一設(shè)定的時間內(nèi) 小于等于第一設(shè)定值，則系統(tǒng)處于穩(wěn)態(tài)且所述系統(tǒng)狀態(tài)信號為穩(wěn)態(tài)信號；若所述數(shù)字誤差 信號在n時刻的值和在n+1時刻的值的差值的絕對值大于第二設(shè)定值或所述數(shù)字誤差信號 大于等于一設(shè)定的量化參考信號，則系統(tǒng)處于動態(tài)且所述系統(tǒng)狀態(tài)信號為動態(tài)信號，其中， n、所述量化參考信號以及所述第二設(shè)定值均為自然數(shù)且所述第一設(shè)定值為小于所述量化 參考信號的非負整數(shù)。
17.如權(quán)利要求16所述的方法，其特征在于，若所述系統(tǒng)狀態(tài)信號為穩(wěn)態(tài)信號，則采用 穩(wěn)態(tài)控制模式，若所述系統(tǒng)狀態(tài)信號為動態(tài)信號，則采用動態(tài)控制模式。
18.如權(quán)利要求17所述的方法，其特征在于，若采用穩(wěn)態(tài)控制模式，則系統(tǒng)產(chǎn)生一定值 占空比信號或一實時占空比信號中的一種調(diào)節(jié)輸出電壓，若采用動態(tài)控制模式，則系統(tǒng)產(chǎn) 生所述實時占空比信號調(diào)節(jié)輸出電壓。
19.如權(quán)利要求18所述的方法，其特征在于，所述實時占空比信號由m階補償網(wǎng)絡(luò)產(chǎn) 生，其中，m為自然數(shù)。
20.如權(quán)利要求19所述的方法，其特征在于，所述補償網(wǎng)絡(luò)為比例積分微分電路。
21.如權(quán)利要求18所述的方法，其特征在于，所述實時占空比信號由m階補償網(wǎng)絡(luò)產(chǎn) 生，所述m階補償網(wǎng)絡(luò)接收k-m，A，k時刻的系統(tǒng)誤差信號和k-1時刻的實時占空比信號并 根據(jù)k-m，A，k時刻的系統(tǒng)誤差信號和k-1的實時占空比信號產(chǎn)生k時刻的實時占空比信 號；所述定值占空比信號由定值占空比生成電路產(chǎn)生，所述定值占空比生成電路接收k-m， A，k時刻的系統(tǒng)誤差信號和k-1時刻的實時占空比信號，且若所述系統(tǒng)誤差信號在k-m， A，k時刻都為0，則定值占空比生成電路產(chǎn)生k時刻的定值占空比信號且所述k時刻的定 值占空比信號為k-1時刻的實時占空比信號，其中，m為自然數(shù)，k為大于m的整數(shù)。
全文摘要
本發(fā)明提出了一種新型數(shù)控轉(zhuǎn)換電路及其方法。所述數(shù)控轉(zhuǎn)換電路及其方法通過對系統(tǒng)狀態(tài)的判斷產(chǎn)生系統(tǒng)狀態(tài)信號，根據(jù)該系統(tǒng)狀態(tài)信號采用不同的控制模式以生成不同的數(shù)字占空比，從而調(diào)節(jié)轉(zhuǎn)換電路的輸出電壓。利用該新型數(shù)控轉(zhuǎn)換電路，系統(tǒng)瞬態(tài)響應(yīng)性能以及輸出電壓精度均得到提高且不會產(chǎn)生極限環(huán)振蕩。因而該新型數(shù)控轉(zhuǎn)換電路解決了傳統(tǒng)數(shù)控轉(zhuǎn)換電路中為避免極限環(huán)振蕩而犧牲系統(tǒng)性能的問題。
文檔編號H03M1/12GK101938278SQ20101026375
公開日2011年1月5日 申請日期2010年8月26日 優(yōu)先權(quán)日2010年8月26日
發(fā)明者李曉明, 郎蕓萍 申請人:成都芯源系統(tǒng)有限公司