本發(fā)明涉及無線通信領(lǐng)域的多載波傳輸領(lǐng)域，尤其涉及一種非正交多載波傳輸方法。

背景技術(shù)：

為了應(yīng)對不斷涌現(xiàn)的新的業(yè)務(wù)和應(yīng)用場景，第五代移動通信(5G)系統(tǒng)正在如火如荼地進行，要求多載波傳輸系統(tǒng)實現(xiàn)更高的頻譜利用率和能量效率，因此OFDM技術(shù)不再適用于5G環(huán)境。

為此，研究人員紛紛提出多種非正交多載波傳輸技術(shù)作為5G的備選方案，其中濾波器組多載波(FBMC)、通用濾波多載波(UFMC)、廣義頻分復用(GFDM)是目前業(yè)界討論最多的多載波傳輸技術(shù)，以上三種非正交多載波傳輸技術(shù)都是基于濾波器實現(xiàn)載波之間的非正交性。

其中，F(xiàn)BMC通過對每個子載波進行濾波，減小載波間干擾，但由于單個載波帶寬較窄，使得濾波器的沖擊響應(yīng)很長，造成硬件實現(xiàn)過程復雜度極高。

UFMC把整個載波頻帶分成了多個子頻帶，在包含多個子載波的每個子頻帶上進行濾波，抑制相鄰子頻帶之間的干擾。與FBMC相比，降低了硬件復雜度。但同一子頻帶內(nèi)的載波間干擾只能通過接收端的均衡而消除，使得UFMC在應(yīng)用中對時間偏移非常敏感，對同步要求高。

GFDM將載波劃分成塊結(jié)構(gòu)，然后對每個載波用脈沖整形的濾波代替線性濾波，提高頻譜利用率，但會導致子載波間干擾(ICI)和符號間干擾(ISI)上升，只能通過接收端匹配濾波器迭代干擾消除技術(shù)來抵消濾波造成的ICI和ISI，導致接收端的復雜度非常高。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明提供了一種基于壓縮感知理論的非正交多載波傳輸方法，在同樣的符號速率下，載波間的非正交性減小了載波占用的總的頻譜帶寬，提高了系統(tǒng)的頻譜效率，詳見下文描述：

一種非正交多載波傳輸方法，所述傳輸方法基于壓縮感知理論，所述傳輸方法包括以下步驟：

將OFDM系統(tǒng)中相互正交的子載波，擴展成多個時域上不同采樣起始時間的非正交子載波；

將多個非正交子載波傳輸與壓縮感知相結(jié)合，使得映射到非正交子載波上的信號具有稀疏性，獲取映射后的信號；

在接收端通過重構(gòu)算法恢復出原始信號。

其中，所述將OFDM系統(tǒng)中相互正交的子載波，擴展成多個時域上不同采樣起始時間的非正交子載波的步驟具體為：

對K個正交子載波中第k個子載波進行擴展，得到M個頻率相同，時域采樣時間不同的非正交子載波。

其中，所述非正交子載波的波形如下：

其中，k表示子載波的頻率索引，n表示子載波的采樣時間索引，m表示同頻載波的不同的采樣起始時間索引，Δn表示載波時域采樣時間間隔，則該非正交多載波傳輸系統(tǒng)的總采樣時間為N，N＝K+(M-1)×Δn。

本發(fā)明提供的技術(shù)方案的有益效果是：本發(fā)明不同于基于濾波器實現(xiàn)的非正交多載波傳輸?shù)姆桨?，該方法將多載波傳輸系統(tǒng)中的子載波波形看作壓縮感知中的稀疏表示的過完備字典中的原子，即字典原子數(shù)多于需要進行稀疏表示的符號數(shù)。通過壓縮感知中的稀疏表示過程實現(xiàn)多載波傳輸系統(tǒng)中的載波調(diào)制，使得調(diào)制到各子載波上的信號具有稀疏性，且較輸入信號具有更高的維度。在接收端通過重構(gòu)算法對稀疏信號進行估計，恢復出原始信號，完成載波解調(diào)過程。

附圖說明

圖1為一種基于壓縮感知理論的非正交多載波傳輸方法的流程圖；

圖2為非正交多載波時域波形示意圖；

其中，正交載波個數(shù)K＝64，子載波的頻率索引k＝5，載波時域采樣N＝128，同頻載波個數(shù)M＝13，載波時域采樣間隔Δn＝16。

圖3為非正交多載波傳輸系統(tǒng)與OFDM系統(tǒng)在高斯白噪聲信道下的誤碼率曲線對比效果圖。

具體實施方式

為使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案和優(yōu)點更加清楚，下面對本發(fā)明實施方式作進一步地詳細描述。

實施例1

本發(fā)明實施例提供了一種非正交多載波傳輸方法，參見圖1，該方法包括以下步驟：

101：將OFDM系統(tǒng)中相互正交的子載波，擴展成多個時域上不同采樣起始時間的非正交子載波；

102：將多個非正交子載波傳輸與壓縮感知相結(jié)合，使得映射到子載波上的信號具有稀疏性，獲取映射后的信號；

首先利用載波矩陣，得到原始輸入信號在該載波矩陣域上的稀疏表示形式，稀疏表示信號的維度與載波個數(shù)相同；然后將得到的稀疏表示分別映射到與之相對應(yīng)的子載波上進行傳輸。

103：在接收端通過重構(gòu)算法恢復出原始信號。

接收端首先利用高斯隨機矩陣作為測量矩陣，得到接收信號在測量矩陣上投影形成的隨機測量值；然后利用匹配追蹤(BP)算法，得到發(fā)送信號的估計值；再次利用載波矩陣，通過與發(fā)送端相反的運算，得出原始輸入信號的解調(diào)信息。

綜上所述，本發(fā)明實施例提出的非正交多載波傳輸方法，將OFDM系統(tǒng)中相互正交的子載波，擴展成多個時域上不同采樣起始時間的非正交子載波，使得非正交子載波總數(shù)多于OFDM系統(tǒng)，但系統(tǒng)的符號持續(xù)時間與OFDM系統(tǒng)相同。通過將多個非正交子載波傳輸與壓縮感知相結(jié)合，使得映射到非正交子載波上的信號具有稀疏性，在接收端通過重構(gòu)算法恢復出原始信號，減少了系統(tǒng)中正交載波的數(shù)量，提高了頻譜利用率。

實施例2

下面結(jié)合具體的計算公式、附圖2對實施例1中的方案進行進一步地介紹，詳見下文描述：

201：非正交多載波設(shè)計思想；

假設(shè)系統(tǒng)輸入N路QPSK符號，則在OFDM系統(tǒng)中需要N路正交子載波進行傳輸，符號時域采樣時間為N。

本發(fā)明實施例中，傳輸N路QPSK符號，只需要K路正交子載波(K<N)，然后將每個正交子載波根據(jù)時域采樣起始時間不同擴展成M個子載波，使得系統(tǒng)的符號持續(xù)時間N保持和OFDM系統(tǒng)一樣，因此該傳輸系統(tǒng)中共包含R(R＝K×M)個非正交子載波波形，符號持續(xù)時間為N(R＞N)，所占用的頻譜資源僅為K路正交子載波的帶寬，可提高頻譜利用率。

202：非正交多載波系統(tǒng)構(gòu)造過程；

其中，對K個正交子載波中第k個子載波進行擴展，得到M個頻率相同，時域采樣時間不同的非正交子載波，則系統(tǒng)中的非正交子載波波形如下：

其中，k表示子載波的頻率索引，n表示子載波的采樣時間索引，m表示同頻載波的不同的采樣起始時間索引，Δn表示載波時域采樣時間間隔，則該非正交多載波傳輸系統(tǒng)的總采樣時間為N(N＝K+(M-1)×Δn)。

參見圖2，正交載波個數(shù)K＝64，子載波的頻率索引k＝5，載波時域采樣N＝128，同頻載波個數(shù)M＝13，載波時域采樣間隔Δn＝16。

203：結(jié)合壓縮感知理論，使得映射到各個非正交子載波上的調(diào)制信號具有稀疏性，在接收端可以利用重構(gòu)算法實現(xiàn)信號的解調(diào)。

綜上所述，本發(fā)明實施例在系統(tǒng)符號持續(xù)時間不變的情況下，將頻域上相互正交的子載波擴展成多個時域相互混疊的多個非正交子載波，結(jié)合壓縮感知理論，使得映射到各個非正交子載波上的調(diào)制信號具有稀疏性，在接收端可以利用重構(gòu)算法實現(xiàn)信號的解調(diào)，與OFDM相比較，即提高了系統(tǒng)的頻譜利用率，還降低了誤碼率。

實施例3

下面結(jié)合圖3對實施例1和2中的方案進行可行性驗證，詳見下文描述：

如圖3所示為正交多載波傳輸(OFDM)和本發(fā)明實施例提出的非正交多載波傳輸?shù)南到y(tǒng)性能對比圖，其中，信道均為瑞利衰落信道，輸入信號均為QPSK符號。OFDM系統(tǒng)包含N＝128個正交子載波，系統(tǒng)符號持續(xù)時間為N＝128，本發(fā)明實施例提出的非正交多載波傳輸在系統(tǒng)符號持續(xù)時間同樣為N＝128的條件下，以K＝64、M＝3的多載波系統(tǒng)和K＝32、M＝7的多載波系統(tǒng)為例。

由圖3可以看出，隨信噪比條件的變化，本發(fā)明實施例提出的非正交多載波傳輸方案與OFDM系統(tǒng)的誤比特率性能幾乎相同，正交載波個數(shù)越多，與OFDM性能越接近。但其占用的頻譜資源僅為OFDM系統(tǒng)的1/2和1/4，極大地提高了頻譜利用率，而沒有損失系統(tǒng)性能。

本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解附圖只是一個優(yōu)選實施例的示意圖，上述本發(fā)明實施例序號僅僅為了描述，不代表實施例的優(yōu)劣。

以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)，所作的任何修改、等同替換、改進等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護范圍之內(nèi)。