本發(fā)明涉及DC/DC轉(zhuǎn)換器。

背景技術(shù)：
作為生成比輸入電壓低的穩(wěn)定的電壓的方法，廣泛使用了非絕緣型的降壓斬波電路。但是，由于在如待機時等那樣成為輕載的情況下也繼續(xù)進行開關(guān)動作，因此越是輕載，電源轉(zhuǎn)換效率越下降。為了解決該問題，提出了如下方法：將誤差信號與規(guī)定的閾值進行比較來檢測輕載，當(dāng)變?yōu)檩p載狀態(tài)時，根據(jù)誤差信號的脈動對開關(guān)晶體管進行導(dǎo)通截止控制，由此反復(fù)進行間歇動作，所述誤差信號是對輸出電壓與基準(zhǔn)電壓進行比較而生成的。在該控制方式中，越是輕載，開關(guān)動作的頻率越下降，由此能夠減少開關(guān)損失，而且還能夠減少開關(guān)晶體管的柵極驅(qū)動電流，因此能夠改善效率(專利文獻1)。圖13示出專利文獻1所記載的DC/DC轉(zhuǎn)換器。圖13所示的DC/DC轉(zhuǎn)換器具有振蕩器1、SR觸發(fā)器2、邏輯與電路3、高端驅(qū)動器4、驅(qū)動REG電路5、防逆流二極管6、自舉電容器7、高端MOSFET8、電感器9、輸出電容器10、輸出負(fù)載11、反饋電阻12、反饋電阻13、誤差放大器14、相位補償電阻15、相位補償電容器16、PWM比較器17、逆變器18、邏輯或非電路19、低端驅(qū)動器20、低端MOSFET21、過零檢測電路22、輕載檢測比較器23、恒流源Ibias1和恒流源Ibias2。接著，參照圖14所示的時序圖，首先對穩(wěn)定負(fù)載時(Iout＞Iskip)的區(qū)域動作進行說明。通過反饋電阻12和反饋電阻13對輸出電壓Vout進行分壓，生成反饋電壓FB。反饋電壓FB被輸入到誤差放大器14的反相輸入端子，在非反相輸入端子中輸入基準(zhǔn)電壓Vref。誤差放大器14生成反饋電壓FB與基準(zhǔn)電壓Vref之間的誤差放大信號COMP，誤差放大信號COMP被輸出到PWM比較器17的反相輸入端子、和輕載檢測比較器23的反相輸入端子。在輕載檢測比較器23的非反相輸入端子中輸入輕載檢測第1閾值Vsk_Lo，在輸出負(fù)載電流Iout足夠大的情況下，成為COMP＞Vsk_Lo。因此，輕載檢測比較器23的輸出信號SKIP成為低電平，對逆變器電路18的輸入而輸出低電平的信號。因此，間歇振蕩動作成為禁止?fàn)顟B(tài)。在振蕩器1上連接有恒流源Ibias2，振蕩器1根據(jù)恒流源Ibias2而生成置位脈沖，并將置位脈沖輸出到PWM鎖存器2的置位端子S。在驅(qū)動REG電路5上連接有恒流源Ibias1，驅(qū)動REG(穩(wěn)壓)電路5經(jīng)由低端驅(qū)動電路20和防逆流二極管6向高端驅(qū)動電路4供給驅(qū)動電壓。當(dāng)PWM鎖存器2成為置位狀態(tài)時，通過邏輯與電路3驅(qū)動高端驅(qū)動器4，從而使高端MOSFET8導(dǎo)通。此時，SW端子電壓上升到直流電源Vin附近的電壓，對應(yīng)于SW端子與Vout端子的電壓差的電流IDH流過電感器9，從而對輸出電容器10和輸出負(fù)載11進行能量供給。另一方面，在PWM比較器17的非反相輸入中輸入有與高端MOSFET8的漏極電流IDH成正比的高端電流檢測信號Vtrip。在高端MOSFET8的導(dǎo)通期間，當(dāng)高端電流檢測信號Vtrip成為誤差放大信號COMP以上時，對PWM鎖存器2輸出復(fù)位信號RESET。當(dāng)PWM鎖存器2成為復(fù)位狀態(tài)時，通過邏輯與電路3使高端驅(qū)動器4截止，并且通過邏輯或非電路19使低端驅(qū)動器20導(dǎo)通。由此，高端MOSFET8從導(dǎo)通切換為截止，低端MOSFET21從截止切換為導(dǎo)通，從而將再生電流IDL從低端MOSFET21的源極通過漏極而提供到電感器9。在由振蕩器1確定的振蕩周期的期間內(nèi)，在進行電感器9的再生沒有結(jié)束的電流連續(xù)動作的情況下，PWM鎖存器2再次成為置位狀態(tài)，低端MOSFET21截止且高端MOSFET8導(dǎo)通。反復(fù)進行以上的動作，從而進行降壓斬波器動作。接著，參照圖14，說明從穩(wěn)定負(fù)載轉(zhuǎn)移到輕負(fù)載、并再次轉(zhuǎn)移到穩(wěn)定負(fù)載時的動作。當(dāng)Iout下降時，誤差放大信號COMP下降，因此以高端MOSFET8的漏極電流IDH的峰值變小的方式進行控制。輕載檢測比較器23對誤差放大信號COMP與第1輕載檢測閾值Vsk_Lo進行比較，在誤差放大信號COMP小于第1閾值Vsk_Lo時，將第1閾值Vsk_Lo切換為第2閾值Vsk_Hi，同時將輕載檢測信號SKIP從低(low)切換為高(high)。并且，通過逆變器18、邏輯與電路3和高端驅(qū)動器4，強制地使高端MOSFET8截止。之后，當(dāng)過零檢測電路22檢測到電感器9的再生期間結(jié)束，過零信號ZERO從低切換到高時，通過邏輯或非電路19和低端驅(qū)動器20使低端MOSFET21截止。之后，當(dāng)在間歇振蕩的開關(guān)動作停止期間中，輸出電容器10的電荷通過輸出電流Iout而被放電時，輸出電壓Vout稍微下降，當(dāng)FB端子的電壓與電壓Vref之間的電位差變大時，誤差放大電壓信號COMP上升。當(dāng)誤差放大信號COMP變?yōu)榈?輕載閾值Vsk_Hi以上時，輕載檢測比較器23將輕載檢測信號SKIP從高切換為低，由此輕載檢測閾值從第2閾值Vsk_Hi切換為第1閾值Vsk_Lo。此時，將逆變器18的輸出從低切換到高，從而開始開關(guān)動作。通過反復(fù)進行以上的一系列的動作來進行間歇振蕩動作，以輸出電流Iout變得越小間歇振蕩周期越長的方式進行控制，從而使在高端MOSFET8和低端MOSFET21中產(chǎn)生的開關(guān)損耗下降而使輕載效率提高。然后，當(dāng)Iout上升時，隨著Iout上升，間歇振蕩截止期間中的Vout的下降時間變短，因此間歇振蕩周期變短。最終，誤差放大信號COMP上升而變?yōu)椴恍∮谳p載檢測第1閾值Vsk_Lo時，轉(zhuǎn)移到穩(wěn)定振蕩動作。在專利文獻2中，作為在輕載時減少開關(guān)次數(shù)的提案，提出了如下內(nèi)容：在降壓型斬波器中，在輕載時使第2閾值向高電位側(cè)偏移規(guī)定的電壓幅度，其中，該降壓型斬波器是如下地動作的：通過磁滯比較器對輸出電壓進行檢測，在所檢測的電壓為第1閾值時使開關(guān)元件截止，在所檢測的電壓為比第1閾值小的第2閾值時，使開關(guān)元件導(dǎo)通?！緦＠墨I1】美國專利5481178號公報【專利文獻2】日本特開2007-020352號公報但是，在專利文獻1中，作為第1問題，由于在PWM比較器17中存在傳播延遲，因此即使電流檢測信號Vtrip達到誤差放大信號COMP，也不能迅速將復(fù)位信號輸出到PWM鎖存器2而使高端MOSFET8截止。因此，誤差放大信號COMP被預(yù)先控制為比目標(biāo)電平低的電壓。由于該傳播延遲恒定，因此如圖15的(a)所示，在Vout比較大的條件(Vin與Vout之間的電壓差小)下，高端MOSFET8的導(dǎo)通期間(對應(yīng)于15的(a)的Vtrip的導(dǎo)通期間)相對于傳播延遲ΔT足夠長，因此不會特別成為問題。但是，在Vout的設(shè)定比較小的條件(Vin與Vout之間的電壓差大)下，高端MOSFET8的導(dǎo)通期間(對應(yīng)于15的(b)的Vtrip的導(dǎo)通期間)變短，不能忽略傳播延遲的影響，誤差放大信號COMP被控制為比目標(biāo)電平小很多的電壓。輕載檢測比較器23對該誤差放大信號COMP與輕載檢測第1閾值Vsk_Lo進行比較而進行輕載檢測，因此如圖6所示，存在如下問題：越是在Vout小的條件下，輕載判定的電流電平(輕載檢測閾值)變得越大，在本來想要進行穩(wěn)定振蕩動作的重載的區(qū)域中也進行間歇振蕩動作。另外，作為第2問題，當(dāng)在間歇振蕩期間高端MOSFET8導(dǎo)通時，由于Vout上升，F(xiàn)B端子電壓與電壓Vref之間的電壓差增加，因此誤差放大信號COMP下降，輕載檢測信號SKIP再次從低切換為高，使高端MOSFET8和低端MOSFET21的動作停止。但是，實際上，在誤差放大信號COMP中存在響應(yīng)延遲，誤差放大信號COMP不能迅速地小于輕載檢測第1閾值(Vsk_Lo)，因此如圖14所示，在一個間歇振蕩周期中進行多次開關(guān)動作。因此，疊加在Vout上的紋波電壓變大，伴隨于此，間歇振蕩的截止期間過度增長。因此，間歇振蕩頻率比人類的可聽域(20kHz以下)低，在作為輸出電容器10使用了陶瓷電容器時，存在因其壓電效應(yīng)而產(chǎn)生聲響的問題。另外，作為第3問題，存在如下問題：由于在進入到間歇振蕩動作的負(fù)載電流與從間歇振蕩動作脫離的負(fù)載電流之間沒有電流差，因此在閾值附近的負(fù)載區(qū)域，動作變得不穩(wěn)定。對于專利文獻2，雖然能夠減少上述第2問題，但是不能解決第1問題和第3問題。

技術(shù)實現(xiàn)要素：
本發(fā)明的目的在于，提供如下的DC/DC轉(zhuǎn)換器：即使在輸出電壓小的條件下，也能夠不增大輕載檢測閾值而在重載的區(qū)域禁止進行間歇振蕩動作。為了解決上述問題，第1方面的DC/DC轉(zhuǎn)換器，其根據(jù)控制電路生成的驅(qū)動信號使開關(guān)元件導(dǎo)通截止，從而將第1直流電壓轉(zhuǎn)換為第2直流電壓，該DC/DC轉(zhuǎn)換器的特征在于，所述控制電路具有：振蕩器，其輸出規(guī)定的頻率的脈沖；誤差放大器，其對所述第2直流電壓與基準(zhǔn)電壓之間的誤差進行放大而輸出誤差放大信號；電感器，其與所述開關(guān)元件和所述第2直流電壓的輸出端子連接；過零檢測電路，其在所述電感器的再生期間結(jié)束時輸出過零信號；輕載檢測電路，其對來自所述誤差放大器的誤差放大信號與閾值進行比較而輸出輕載信號；計時器電路，其根據(jù)來自所述輕載檢測電路的所述輕載信號和來自所述過零檢測電路的過零信號，在經(jīng)過規(guī)定的時間之后，輸出間歇動作許可信號，在不輸出所述過零信號的期間持續(xù)了規(guī)定的期間的情況下，輸出間歇動作禁止信號；以及導(dǎo)通截止控制部，其在所述計時器電路輸出了所述間歇動作許可信號的期間內(nèi)所述誤差放大信號小于所述閾值時，使所述開關(guān)元件截止，在所述計時器電路輸出了所述間歇動作許可信號的期間內(nèi)所述誤差放大信號至少成為所述閾值以上時，使所述開關(guān)元件導(dǎo)通。根據(jù)本發(fā)明，計時器電路根據(jù)來自輕載檢測電路的輕載信號和來自過零檢測電路的過零信號，在經(jīng)過規(guī)定的時間之后，輸出間歇動作許可信號，在不輸出過零信號的期間持續(xù)了規(guī)定的期間的情況下，輸出間歇動作禁止信號。即，在輸出電壓較大時，由輕載檢測電路確定的輕載閾值電平比由過零檢測電路確定的輕載閾值電平低，因此優(yōu)先輕載檢測電路而輸出間歇動作許可信號，另一方面，在輸出電壓較小時，由輕載檢測電路確定的輕載閾值電平比由過零檢測電路確定的輕載閾值電平高，因此優(yōu)先過零檢測電路而輸出間歇動作許可信號。因此，即使在輸出電壓小的條件下，也不用增大輕載檢測閾值，能夠在重載的區(qū)域禁止間歇振蕩動作。附圖說明圖1是本發(fā)明實施例1的DC/DC轉(zhuǎn)換器的電路結(jié)構(gòu)圖。圖2是本發(fā)明實施例1的DC/DC轉(zhuǎn)換器的過零檢測電路的詳細(xì)的電路結(jié)構(gòu)圖。圖3是發(fā)明的實施例1的DC/DC轉(zhuǎn)換器的計時器電路的詳細(xì)的電路結(jié)構(gòu)圖。圖4是用于說明本發(fā)明實施例1的DC/DC轉(zhuǎn)換器的各部分的動作的時序圖。圖5是用于說明在本發(fā)明實施例1的DC/DC轉(zhuǎn)換器的間歇振蕩動作時疊加紋波電壓的動作的各部分的時序圖。圖6是在現(xiàn)有的DC/DC轉(zhuǎn)換器中對于輸出電壓示出僅通過誤差放大信號檢測來確定的輕載檢測閾值的圖。圖7是在本發(fā)明實施例1的DC/DC轉(zhuǎn)換器中對于輸出電壓示出取通過誤差放大信號檢測而確定的閾值與通過過零檢測而確定的閾值之間的邏輯與的輕載檢測閾值的圖。圖8是本發(fā)明實施例2的DC/DC轉(zhuǎn)換器的電路結(jié)構(gòu)圖。圖9是用于說明本發(fā)明實施例2的DC/DC轉(zhuǎn)換器的各部分的動作的時序圖。圖10是本發(fā)明實施例3的DC/DC轉(zhuǎn)換器的電路結(jié)構(gòu)圖。圖11是用于說明本發(fā)明實施例3的DC/DC轉(zhuǎn)換器的各部分的動作的時序圖。圖12是本發(fā)明實施例4的DC/DC轉(zhuǎn)換器的電路結(jié)構(gòu)圖。圖13是現(xiàn)有的DC/DC轉(zhuǎn)換器的電路結(jié)構(gòu)圖。圖14是用于說明現(xiàn)有的DC/DC轉(zhuǎn)換器的各部分的動作的時序圖。圖15是說明在現(xiàn)有的DC/DC轉(zhuǎn)換器中輸入電壓與輸出電壓之間的電壓差大時輕載檢測閾值急劇上升的問題的圖。標(biāo)號說明1：振蕩器；2：SR觸發(fā)器；3、24、273、274：邏輯與電路；4：高端驅(qū)動器；5：驅(qū)動REG電路；6：防逆流二極管；7：自舉電容器；8：高端MOSFET；9：電感器；10：輸出電容器；11：輸出負(fù)載；12、13：反饋電阻；14：誤差放大器；15：相位補償電阻；16：相位補償電容器；17：PWM比較器；18：逆變器；19：邏輯或非電路；20：低端驅(qū)動器；21：低端MOSFET；22：過零檢測電路；23：輕載檢測比較器；25、26：開關(guān)；27：間歇振蕩動作控制電路；271：低通濾波電路；272：計時器電路；275：單觸發(fā)電路；276、277、2713：開關(guān)；2711：濾波電阻；2712：濾波電容；2715：邏輯或電路；Iripple：電流源；Ibias1、Ibias2：恒流源。具體實施方式以下，參照附圖對本發(fā)明的DC/DC轉(zhuǎn)換器的幾個實施方式進行詳細(xì)說明。首先，對本發(fā)明的概要進行說明。在現(xiàn)有技術(shù)中，通過對誤差放大信號與閾值進行比較來檢測了輕載，而相對于此，本發(fā)明的特征在于，將利用誤差放大信號進行的檢測與檢測電感器電流的不連續(xù)的過零檢測電路進行組合來檢測輕載。即，在本發(fā)明中，通過組合輕載檢測比較器與過零檢測電路，在Vout值比較小的條件下進行利用過零檢測的輕載檢測，在Vout值比較大的條件下，通過輕載檢測比較器來進行輕載檢測，其中，該輕載檢測比較器是通過對誤差放大信號與輕載檢測閾值進行比較而進行輕載檢測的比較器，該過零檢測電路是對電感器的再生期間結(jié)束的情況進行檢測的電路。由此，能夠解決在Vout較小時輕載檢測閾值急速上升的問題，能夠?qū)崿F(xiàn)Vout依賴性小的輕載檢測。此外，在現(xiàn)有技術(shù)中，在誤差放大信號小于輕載檢測閾值時停止開關(guān)動作，在誤差放大信號變?yōu)榱溯p載檢測閾值以上時重新開始開關(guān)動作，與此相對，本發(fā)明的特征在于，追加間歇振蕩動作控制電路，將一個間歇振蕩動作期間中的開關(guān)次數(shù)抑制為1次。即，在本發(fā)明中，在間歇振蕩的導(dǎo)通期間結(jié)束時，紋波暫時疊加在FB電壓上，從而使誤差放大信號瞬間地下降，能夠防止高端MOSFET連續(xù)地進行開關(guān)動作而將一個間歇期間中的開關(guān)次數(shù)抑制為一次。由此，能夠?qū)out的紋波抑制得低，并且間歇振蕩周期不會過度下降，因此能夠抑制來自輸出電容器的聲響。此外，現(xiàn)有技術(shù)為了檢測輕載而按照第1閾值、比第1閾值大的第2閾值設(shè)置了磁滯，與此相對，本發(fā)明的特征在于，按照第1閾值、比第1閾值大的第2閾值、和比第2閾值大的第3閾值設(shè)置磁滯。即，在本發(fā)明中，構(gòu)成為，將輕載檢測閾值以第1閾值、第2閾值和第3閾值這三個階段進行切換，在從穩(wěn)定振蕩動作轉(zhuǎn)移到間歇動作時，輕載檢測比較器的輕載檢測閾值選擇第1閾值來產(chǎn)生磁滯，在從間歇振蕩動作轉(zhuǎn)移到穩(wěn)定振蕩動作時，輕載檢測比較器的輕載檢測閾值選擇電壓電平比第1閾值大的第2閾值或第3閾值來產(chǎn)生磁滯，從而能夠消除輕載檢測閾值附近的不穩(wěn)定動作。接著，以具有上述特征的DC/DC轉(zhuǎn)換器的具體的實施例為例示進行說明?！緦嵤├?】圖1是本發(fā)明實施例1的DC/DC轉(zhuǎn)換器的電路結(jié)構(gòu)圖。圖2是本發(fā)明實施例1的DC/DC轉(zhuǎn)換器的過零檢測電路的詳細(xì)的電路結(jié)構(gòu)圖。圖3是發(fā)明的實施例1的DC/DC轉(zhuǎn)換器的計時器電路的詳細(xì)的電路結(jié)構(gòu)圖。實施例1的DC/DC轉(zhuǎn)換器是如下的DC/DC轉(zhuǎn)換器：根據(jù)控制電路生成的驅(qū)動信號來使開關(guān)元件導(dǎo)通截止，從而將第1直流電壓轉(zhuǎn)換為第2直流電壓。振蕩器1輸出規(guī)定的頻率的脈沖。誤差放大器14對第2直流電壓與基準(zhǔn)電壓之間的誤差進行放大而輸出誤差放大信號。電感器9與由開關(guān)元件構(gòu)成的MOSFET8、21和第2直流電壓Vout的輸出端子連接。過零檢測電路22在電感器9的再生期間結(jié)束時輸出過零信號。輕載檢測比較器23對來自誤差放大器14的誤差放大信號和閾值進行比較而輸出輕載信號。實施例1的DC/DC轉(zhuǎn)換器的特征在于，相對于圖13所示的現(xiàn)有的DC/DC轉(zhuǎn)換器的結(jié)構(gòu)進一步設(shè)置有用于控制間歇振蕩動作的間歇振蕩動作控制電路27。間歇振蕩動作控制電路27構(gòu)成為，具有：由濾波電阻2711、濾波電容2712、開關(guān)2713和邏輯或電路2715構(gòu)成的低通濾波電路271；計時器272；邏輯與電路273；邏輯與電路274；單觸發(fā)電路275；開關(guān)276；以及電流源Iripple。計時器電路272根據(jù)來自輕載檢測比較器23的輕載信號和來自過零檢測電路22的過零信號，在經(jīng)過規(guī)定的時間之后，輸出間歇動作許可信號，在不輸出過零信號的期間持續(xù)了規(guī)定的期間的情況下，輸出間歇動作禁止信號。邏輯與電路273、逆變器18以及邏輯與電路3(導(dǎo)通截止控制部)，在計時器電路272輸出了間歇動作許可信號的期間內(nèi)誤差放大信號小于閾值時，使MOSFET8截止，在計時器電路272輸出了間歇動作許可信號的期間內(nèi)誤差放大信號至少成為閾值以上時，使MOSFET8導(dǎo)通。低通濾波電路271具有用于調(diào)整時間常數(shù)的調(diào)整元件，由調(diào)整元件根據(jù)第1誤差放大信號COMP1來生成第2誤差放大信號COMP2。濾波電阻2711、濾波電容2712、開關(guān)2713以及邏輯或電路2715構(gòu)成調(diào)整元件。PWM比較器17(電流比較器)對第2誤差放大信號COMP2與流過MOSFET8的電流信號進行比較，并根據(jù)比較輸出將用于使MOSFET8截止的復(fù)位信號輸出到邏輯與電路274。邏輯與電路274取來自PWM比較器17的復(fù)位信號與來自計時器電路272的信號之間的邏輯與，并輸出到單觸發(fā)電路275。單觸發(fā)電路275根據(jù)來自邏輯與電路274的輸出而生成單觸發(fā)脈沖，并經(jīng)由開關(guān)276和邏輯或電路2715將其輸出到開關(guān)2713。電流源Iripple(電壓疊加電路)經(jīng)由開關(guān)276而與誤差放大器14的反相輸入端子連接。在計時器電路272輸出了間歇動作許可信號的期間內(nèi)從PWM比較器17輸出了復(fù)位信號時，電流源Iripple對誤差放大器14的反相輸入端子疊加規(guī)定的時間(單觸發(fā)脈沖期間)的電壓信號。低通濾波電路271在從計時器電路272輸出間歇動作許可信號SKIP－OK時使開關(guān)2713截止，從而使時間常數(shù)比規(guī)定的時間常數(shù)大。并且，在計時器電路272輸出了間歇動作許可信號的期間內(nèi)從PWM比較器17輸出了復(fù)位信號時，僅在單觸發(fā)電路275輸出的單觸發(fā)脈沖的期間內(nèi)使開關(guān)2713導(dǎo)通，從而將時間常數(shù)設(shè)為規(guī)定的時間常數(shù)。電流源Iripple在經(jīng)過規(guī)定的時間后禁止電壓信號的疊加。低通濾波電路271在經(jīng)過規(guī)定的時間后使開關(guān)2713截止，從而使時間常數(shù)比規(guī)定的時間常數(shù)大。接著，參照圖4的時序圖，對穩(wěn)定負(fù)載時(Iout＞Iskip_in)的區(qū)域動作進行說明。通過反饋電阻12和反饋電阻13對輸出電壓Vout進行分壓，生成反饋電壓FB。反饋電壓FB被輸入到誤差放大器14的反相輸入端子，在非反相輸入端子中輸入基準(zhǔn)電壓Vref。誤差放大器14產(chǎn)生反饋電壓FB與基準(zhǔn)電壓Vref之間的第1誤差放大信號COMP1并輸出到低通濾波器271。在穩(wěn)定負(fù)載的狀態(tài)下，由于計時器電路272的輸出為低電平，因此開關(guān)2713經(jīng)由邏輯或電路2715而閉合，低通濾波器271的衰減特性變?nèi)酰?誤差放大信號COMP2成為與第1誤差放大信號COMP1大致相等的電壓，并被輸入到PWM比較器17的反相輸入端子和輕載檢測比較器23的反相輸入端子。在輕載檢測比較器23的非反相輸入中輸入輕載檢測閾值Vsk_Lo，在輸出電流Iout足夠大的情況下，成為COMP2＞Vsk_Lo，因此輕載檢測比較器23的輸出信號SKIP1成為低電平。因此，通過邏輯與電路273對逆變器電路18的輸入而輸出低電平的SKIP2信號。因此，間歇振蕩動作成為禁止?fàn)顟B(tài)。在振蕩器1上連接有恒流源Ibias2，根據(jù)恒流源Ibias2而生成置位脈沖，輸出到PWM鎖存器2的置位端子。在驅(qū)動REG電路5上連接有恒流源Ibias1，該驅(qū)動REG電路5經(jīng)由低端驅(qū)動電路20和防逆流二極管6向高端驅(qū)動電路4供給驅(qū)動電壓。當(dāng)PWM鎖存器2成為置位狀態(tài)時，通過邏輯與電路3驅(qū)動高端驅(qū)動器4，從而使高端MOSFET8導(dǎo)通。此時，SW端子電壓上升到Vin附近的電壓，對應(yīng)于SW端子與Vout端子的電壓差的電流IDH流過電感器9，從而對輸出電容器10和輸出負(fù)載11進行能量供給。另一方面，在PWM比較器17的非反相輸入端子中輸入有與高端MOSFET8的漏極電流IDH成比例的高端電流檢測信號Vtrip，在高端MOSFET8的導(dǎo)通期間，當(dāng)高端電流檢測信號Vtrip成為第2誤差放大信號COMP2以上時，對PWM鎖存器2輸出復(fù)位信號RESET。當(dāng)PWM鎖存器2成為復(fù)位狀態(tài)時，通過邏輯與電路3使高端驅(qū)動器4截止，并且通過邏輯或非電路19使低端驅(qū)動器20導(dǎo)通。由此，高端MOSFET8從導(dǎo)通切換為截止，低端MOSFET21從截止切換為導(dǎo)通，從而將再生電流IDL從低端MOSFET21的源極通過漏極而提供到電感器9。在由振蕩器1確定的振蕩周期的期間內(nèi)，在進行電感器9的再生沒有結(jié)束的電流連續(xù)動作的情況下，PWM鎖存器2再次成為置位狀態(tài)，低端MOSFET21截止且高端MOSFET8導(dǎo)通。反復(fù)進行以上一系列的動作，從而進行降壓斬波器動作。接著，參照圖4、圖5對從穩(wěn)定負(fù)載轉(zhuǎn)移到輕載(Iout＝Iskip_in)時的動作進行說明。當(dāng)Iout下降時，第1誤差放大信號COMP1和第2誤差放大COMP2下降，因此以高端MOSFET的漏極電流IDH的峰值變小的方式進行控制。輕載檢測比較器23對第2誤差放大信號COMP2與第1輕載檢測閾值Vsk_Lo進行比較，在時刻t1，當(dāng)?shù)?誤差放大信號COMP2小于第1輕載檢測閾值Vsk_Lo時，第1輕載檢測信號SKIP1從低切換到高，對邏輯與電路273和計時器電路272供給表示輕載狀態(tài)的信號。之后，Iout進一步下降，當(dāng)電感器電流IL的谷值電流達到零安培時進行電流不連續(xù)動作。此時，SW端子電壓的極性從負(fù)切換到正。如圖2所示，在過零檢測電路22中，通過比較器221檢測SW端子電壓的極性變化，使SR觸發(fā)器222處于置位狀態(tài)。由此，通過邏輯或非電路19和低端驅(qū)動器20使低端MOSFET21截止，同時對計時器電路272輸出表示過零檢測狀態(tài)的信號。在計時器電路272中，在時刻t2，當(dāng)?shù)?輕載檢測信號SKIP1和過零信號ZERO都成為高時，如圖3所示，通過邏輯與電路2721，SR觸發(fā)器2722成為置位狀態(tài)，使開關(guān)2723導(dǎo)通，并且通過逆變器2724使開關(guān)2725截止，從而通過恒流源Idis使電容器2726進行放電。比較器2727對電容器2726的電位TM與間歇振蕩許可第1閾值Vtm_Lo進行比較，在時刻t3，電容器2726的電位TM達到第1閾值Vtm_Lo。于是，在與間歇振蕩許可信號SKIP-OK信號從低切換到高的同時，將第1閾值Vtm_Lo切換為電壓電平比第1閾值Vtm_Lo大的第2閾值Vtm_Hi。由此，切換為許可間歇振蕩動作的模式。此時，將輕載檢測比較器23的輕載檢測閾值切換為電壓電平比第1閾值Vsk_Lo大的第3閾值Vsk_Hi。此外，當(dāng)SKIP－OK信號從低切換為高時，邏輯或電路2715的一個輸入變?yōu)榈碗娖?，因此開關(guān)2713斷開，開關(guān)2713利用另一個輸入Ripple_on信號進行開閉。由此，通過邏輯與電路2721取來自輕載檢測比較器23的SKIP1和來自過零檢測電路22的過零信號ZERO之間的邏輯與，由此進行輕載檢測。在Vout值比較小的條件下，由過零檢測電路22確定的輕載閾值電平比由輕載檢測比較器23確定的輕載閾值電平低，因此優(yōu)先過零檢測電路22來確定輕載檢測閾值Iskip－in。當(dāng)設(shè)電感器9的電感器值為L、穩(wěn)定振蕩頻率為Fsw時，此時的輕載檢測閾值Iskip-in由Iskip_in＝Vout(Vin-Vout)/(2·L·Vin·Fsw)表示，在Vout比較小的條件下，在設(shè)Iskip-in為縱軸、Vout為橫軸時，如圖7所示，成為拋物線狀的特性。另一方面，在Vout比較大的區(qū)域，Iskip-in電平由現(xiàn)有的輕載檢測比較器23優(yōu)先地確定。當(dāng)圖示該狀態(tài)時為如圖7所示。因此，能夠解決在圖6所示的Vout小的區(qū)域中Iskip-in變大的現(xiàn)有問題。另外，即使在Vout大的區(qū)域中，也能夠防止Iskip-in變得過大的情況，能夠?qū)崿F(xiàn)Vout依賴性小的輕載檢測動作。接著，參照圖4和圖5對輕載時的間歇振蕩期間(Iout＜Iskip_in)的動作進行說明。在SKIP-OK信號為高且許可間歇振蕩的狀態(tài)下，在邏輯與電路273中，在第1輕載檢測信號SKIP1為高時，對第2輕載檢測信號SKIP2輸出高，從而能夠通過逆變器18、邏輯與電路3以及高端驅(qū)動器4強制地使高端MOSFET8截止。之后，在時刻t3，當(dāng)過零檢測電路22檢測到電感器9的再生期間結(jié)束，過零信號ZERO從低切換到高時，通過邏輯或非電路19和低端驅(qū)動器20使低端MOSFET21截止。之后，當(dāng)在間歇振蕩的開關(guān)動作停止期間中，輸出電容器10的電荷通過輸出電流Iout而被放電時，Vout稍微下降，當(dāng)FB端子與Vref之間的電位差變大時，由于第1誤差放大電壓信號COMP1上升，因此第2誤差放大信號COMP2也上升。在時刻t4，當(dāng)?shù)?誤差放大信號COMP2成為第3輕載閾值Vsk_Hi以上時，輕載檢測比較器23將第1輕載檢測信號SKIP1從高切換到低，從而將第2輕載檢測信號SKIP2也從高切換到低，輕載檢測閾值的電壓電平比Vsk_Hi小，切換到比Vsk_Lo大的第2輕載閾值Vsk_Md。此時，將逆變器18的輸出從低切換到高，從而開始MOSFET8的開關(guān)動作。之后，當(dāng)高端MOSFET8的漏極電流IDH上升，在時刻t5，電流檢測信號Vtrip達到第2誤差放大信號COMP2時，PWM比較器17對PWM鎖存器2輸出復(fù)位信號，從而使高端MOSFET8截止。此時，通過邏輯與電路274對單觸發(fā)電路275也供給復(fù)位信號RESET2。在單觸發(fā)電路275中，接收復(fù)位信號RESET2而在規(guī)定的期間(時刻t6～t7)內(nèi)將Ripple_on信號從低切換到高。由此，由于開關(guān)276導(dǎo)通，因此恒流Iripple被供給到FB端子，F(xiàn)B端子電壓瞬間地上升。而且，在該時機，利用Ripple_on信號通過邏輯或電路2714使開關(guān)2713導(dǎo)通，從而使低通濾波器271的時間常數(shù)變小而減弱衰減效果。當(dāng)FB端子電壓急速上升時，由于與Vref之間的電壓差變大，因此誤差放大器14使第1誤差放大信號COMP1瞬間地下降，第2誤差放大信號COMP2也隨之下降(時刻t6～t7)。當(dāng)?shù)?誤差放大信號COMP2下降而達到輕載檢測閾值Vsk_Md時，輕載檢測電路23再次將第1輕載檢測信號SKIP1從低切換到高，在使高端MOSFET8的開關(guān)動作停止的同時，將輕載檢測閾值切換為Vsk_Hi。在經(jīng)過規(guī)定的期間(時刻t6～t7)之后，單觸發(fā)電路275將Ripple_on信號從高切換到低，使開關(guān)276截止。此時，在時刻t8～t9，在第1誤差放大信號COMP1中產(chǎn)生過沖，輕載檢測電路23有可能發(fā)生誤檢測。因此，使開關(guān)2713截止，從而使低通濾波器271的時間常數(shù)增加而提高衰減特性，能夠防止在第2誤差放大信號COMP2中產(chǎn)生過沖。之后，在電感器9的再生期間結(jié)束之后，使低端MOSFET21的開關(guān)動作停止。通過反復(fù)進行以上的一系列的動作來進行間歇振蕩動作，以輸出電流Iout變得越小間歇振蕩周期越長的方式進行控制，從而使在高端MOSFET8和低端MOSFET21中產(chǎn)生的開關(guān)損耗下降而使輕載效率提高。并且，在間歇振蕩的導(dǎo)通期間結(jié)束時，紋波暫時疊加在FB電壓上，從而使第2誤差放大信號瞬間地下降，能夠防止高端MOSFET8連續(xù)地進行開關(guān)動作而將一個間歇期間中的開關(guān)次數(shù)抑制為一次。由此，能夠?qū)out的紋波抑制得低，并且間歇振蕩周期不會過度下降，因此能夠抑制來自輸出電容器10的聲響。最后，參照圖4對從輕載恢復(fù)到穩(wěn)定負(fù)載(Iout≥Iskip_out)時的動作進行說明。隨著Iout上升，間歇振蕩截止期間中的Vout的下降時間變短，因此間歇振蕩周期變短。最終，當(dāng)轉(zhuǎn)移到電感器電流IL的谷值電流值為0A以上的連續(xù)模式時，由于過零信號ZERO成為低恒定值，因此SR觸發(fā)器2722成為復(fù)位狀態(tài)。因此，開關(guān)2725導(dǎo)通且開關(guān)2723截止，開始電容器2726的充電。當(dāng)電容器2726的電位TM達到間歇振蕩許可第2閾值Vtm_Hi時，比較器2727反轉(zhuǎn)而將SKIP-OK信號從高切換到低，同時將輕載檢測閾值切換為第1閾值Vsk_Lo。由此，構(gòu)成為，將輕載檢測閾值以第1閾值Vsk_Lo、第2閾值Vsk_Md和第3閾值Vsk_Hi這三個階段進行切換，在從穩(wěn)定振蕩動作轉(zhuǎn)移到間歇動作時，輕載檢測比較器23的輕載檢測閾值選擇第1閾值Vsk_Lo來產(chǎn)生磁滯，在從間歇振蕩動作轉(zhuǎn)移到穩(wěn)定振蕩動作時，輕載檢測比較器23的輕載檢測閾值選擇電壓電平比第1閾值Vsk_Lo大的第2閾值Vsk_Md或第3閾值Vsk_Hi來產(chǎn)生磁滯，從而能夠消除輕載檢測閾值附近的不穩(wěn)定動作。由此根據(jù)實施例1的DC/DC轉(zhuǎn)換器，計時器電路272根據(jù)來自輕載檢測電路23的輕載信號和來自過零檢測電路22的過零信號，在經(jīng)過規(guī)定的時間之后，輸出間歇動作許可信號，在不輸出過零信號的期間持續(xù)了規(guī)定的期間的情況下，輸出間歇動作禁止信號。即，在輸出電壓較大時，優(yōu)先輕載檢測電路而輸出間歇動作許可信號，在輸出電壓較小時，優(yōu)先過零檢測電路而輸出間歇動作許可信號。因此，即使在輸出電壓小的條件下，也不用增大輕載檢測閾值，能夠在重載的區(qū)域禁止間歇振蕩動作。另外，關(guān)于電流源Iripple，在計時器電路272輸出了間歇動作許可信號的期間內(nèi)從PWM比較器17輸出了復(fù)位信號時，在誤差放大器14的反相輸入端子上疊加規(guī)定的時間的紋波，因此使誤差放大信號瞬間地下降，防止高端MOSFET8連續(xù)地進行開關(guān)動作，從而將每一個間歇周期的開關(guān)次數(shù)抑制為一次。由此，能夠?qū)out的紋波抑制得低，并且間歇振蕩周期不會過度下降，因此能夠抑制來自輸出電容器的聲響。另外，在從穩(wěn)定振蕩動作轉(zhuǎn)移為間歇振蕩動作時，計時器電路272選擇第1閾值，在從間歇振蕩動作轉(zhuǎn)移為穩(wěn)定振蕩動作時，計時器電路272選擇第2閾值或第3閾值，由此在進入到間歇振蕩動作的負(fù)載電流與從間歇振蕩動作脫離的負(fù)載電流之間有意地設(shè)置電流差，從而能夠消除輕載檢測閾值附近的不穩(wěn)定動作。【實施例2】圖8是本發(fā)明實施例2的DC/DC轉(zhuǎn)換器的電路結(jié)構(gòu)圖。圖9是用于說明本發(fā)明實施例2的DC/DC轉(zhuǎn)換器的各部分的動作的時序圖。圖8所示的實施例2的DC/DC轉(zhuǎn)換器的特征在于，相對于圖1所示的實施例1的DC/DC轉(zhuǎn)換器，進一步設(shè)置了邏輯與電路24、開關(guān)25和開關(guān)26。另外，對于與圖1所示的結(jié)構(gòu)相同的結(jié)構(gòu)，省略其說明。開關(guān)25與驅(qū)動REG電路5的一端和偏置源Ibias1的一端連接。開關(guān)26與振蕩器1的一端和偏置源Ibias2的一端連接。邏輯與電路24取來自過零檢測電路22的過零信號與來自邏輯與電路273的SKIP2之間的邏輯與，將BIASOFF信號輸出到開關(guān)25、開關(guān)26。接著，參照圖9所示的時序圖對動作進行說明。首先，在間歇振蕩動作的截止期間、且電感器9的再生完成、過零信號成為了高的期間(例如時刻t3～t4)，將BIAS_OFF信號從低切換到高，從而使開關(guān)25和開關(guān)26截止，使振蕩器1和驅(qū)動REG電路5停止。在間歇振蕩動作的導(dǎo)通期間內(nèi)，邏輯與電路24將BIAS_OFF信號從高切換到低，從而使開關(guān)25和開關(guān)26導(dǎo)通，再次開始振蕩器1和驅(qū)動REG電路5的動作，并再次開始高端MOSFET8和低端MOSFET21的開關(guān)動作。通過反復(fù)進行該處理，能夠使在DC/DC轉(zhuǎn)換器中消耗的電流的平均值下降。因此，相比于圖1所示的實施例1的DC/DC轉(zhuǎn)換器，能夠進一步提高輕載效率?！緦嵤├?】圖10是本發(fā)明實施例3的DC/DC轉(zhuǎn)換器的電路結(jié)構(gòu)圖。圖11是用于說明本發(fā)明實施例3的DC/DC轉(zhuǎn)換器的各部分的動作的時序圖。實施例3的DC/DC轉(zhuǎn)換器的特征在于，將圖1所示的實施例1的DC/DC轉(zhuǎn)換器的間歇振蕩動作電路27變更為了間歇振蕩動作電路27b。間歇振蕩動作電路27b相對于間歇振蕩動作電路27，刪除了電流源Iripple和開關(guān)276，并追加了基準(zhǔn)電壓Vref2和開關(guān)277。在誤差放大器14的非反相輸入端子上連接有開關(guān)277的公共端子，在開關(guān)277的第1切換端子上連接有基準(zhǔn)電壓Vref1，在開關(guān)277的第2切換端子上連接有比基準(zhǔn)電壓Vref1低的基準(zhǔn)電壓Vref2。開關(guān)277通過來自單觸發(fā)電路275的Ripple_on信號進行導(dǎo)通截止。在圖1所示的實施例1中，為了將一個間歇振蕩動作期間中的開關(guān)次數(shù)抑制為1次，在間歇振蕩的導(dǎo)通期間結(jié)束時，紋波暫時疊加在FB電壓上，從而使誤差放大信號瞬間地下降，防止了高端MOSFET連續(xù)地進行開關(guān)動作。與此相對，在實施例3中，根據(jù)單觸發(fā)電路275輸出的Ripple_on信號，通過開關(guān)277將誤差放大器14的非反相輸入端子中的輸入電壓切換為比基準(zhǔn)電壓Vref1低的基準(zhǔn)電壓Vref2。由此，使誤差放大信號瞬間地下降，防止了高端MOSFET連續(xù)地進行開關(guān)動作。由此，與圖1所示的實施例1同樣，能夠?qū)⒚恳粋€間歇周期的開關(guān)次數(shù)抑制為一次，從而將作為現(xiàn)有技術(shù)的問題的輸出電壓Vout的紋波抑制得較低。此外，間歇振蕩周期不會過度下降，因此能夠抑制來自輸出電容器的聲響?！緦嵤├?】圖12是本發(fā)明實施例4的DC/DC轉(zhuǎn)換器的電路結(jié)構(gòu)圖。圖12所示的實施例4的DC/DC轉(zhuǎn)換器的特征在于，相對于圖10所示的實施例3的DC/DC轉(zhuǎn)換器，進一步設(shè)置了邏輯與電路24、開關(guān)25和開關(guān)26。另外，在圖12中，對于與圖10所示的結(jié)構(gòu)相同的結(jié)構(gòu)，省略其說明。邏輯與電路24取過零檢測電路22的過零信號與邏輯與電路273的輸出之間的邏輯與，并將邏輯與輸出作為BIAS_OFF信號輸出到開關(guān)25和開關(guān)26。開關(guān)25與振蕩器1和偏置源Ibias2之間連接。開關(guān)26與驅(qū)動REG電路5和偏置源Ibias1之間連接。由此，根據(jù)實施例4，邏輯與電路24在間歇振蕩動作的振蕩截止期間、且電感器9的再生完成、過零信號成為了高的期間，將BIAS_OFF信號從低切換到高。由此，開關(guān)26和開關(guān)27截止，使振蕩器1和驅(qū)動REG電路5停止。另一方面，邏輯與電路24在間歇振蕩動作的振蕩導(dǎo)通期間，將BIAS_OFF信號從高切換到低。由此，開關(guān)25和開關(guān)26導(dǎo)通，使振蕩器1和驅(qū)動REG電路5的動作重新開始。因此，重新開始高端MOSFET8和低端MOSFET21的開關(guān)動作。通過反復(fù)進行該處理，使在電路中消耗的電流的平均值下降，由此能夠與圖10所示的實施例4同樣地進一步提高輕載效率。產(chǎn)業(yè)上的可利用性本發(fā)明能夠利用于開關(guān)電源裝置。