本發(fā)明涉及逆變器控制領(lǐng)域，尤其是涉及一種基于模糊PCI和PR并聯(lián)復(fù)合控制的逆變器控制方法，具體地是一種基于模糊PCI和PR并聯(lián)復(fù)合控制的LC型三相并網(wǎng)逆變器單環(huán)控制方法。

背景技術(shù)：

近年來，隨著當(dāng)今世界能源供應(yīng)日趨緊張，對(duì)于風(fēng)能與太陽能等一系列可再生能源的開發(fā)與利用越來越被人們所重視。并網(wǎng)逆變器是連接分布式電源和電網(wǎng)的主要接口，其控制性能的好壞十分重要。一般情況下并網(wǎng)逆變器一方面要能實(shí)現(xiàn)輸出電流與電網(wǎng)電壓同頻同相，另一方面要能實(shí)現(xiàn)輸出正弦電流滿足諧波失真標(biāo)準(zhǔn)。

目前對(duì)于并網(wǎng)逆變器控制策略的研究主要集中于電壓控制型和電流控制型兩種。對(duì)于電壓控制型，主要的控制方式有比例積分(PI)控制、比例復(fù)數(shù)積分(PCI)控制、比例諧振(PR)控制、模糊控制以及重復(fù)控制等。每種控制方法各有優(yōu)缺點(diǎn)，其中PI控制具有簡單、動(dòng)態(tài)響應(yīng)快和魯棒性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，但是其在控制交流量時(shí)存在交流穩(wěn)態(tài)誤差；PCI控制將傳統(tǒng)PI推廣至復(fù)數(shù)域，能夠有效消除并網(wǎng)電流控制的交流穩(wěn)態(tài)誤差；PR控制在諧振頻率處幅頻特性趨于無窮，能夠?qū)崿F(xiàn)交流量的零穩(wěn)態(tài)誤差，同時(shí)又具有抗電網(wǎng)電壓干擾的良好性能；重復(fù)控制基于基波周期校正誤差信號(hào)，對(duì)應(yīng)穩(wěn)態(tài)性能好，但暫態(tài)性能較差；模糊控制的對(duì)象無需十分精確，主要適用于復(fù)雜的非線性系統(tǒng)。對(duì)于后者，主要的控制方式有恒功率(PQ)控制、恒壓/恒頻(V/F)控制以及下垂(Droop)控制。現(xiàn)階段對(duì)于并網(wǎng)逆變器輸出電流高次諧波的控制，主要有L型濾波器、LC型濾波器和LCL型濾波器三種。相較于L型濾波器濾波效果不明顯以及LCL型濾波器會(huì)在系統(tǒng)中引入諧振峰且控制策略復(fù)雜，LC型濾波器控制簡單，有利于并網(wǎng)逆變器的獨(dú)立運(yùn)行，常應(yīng)用于工程實(shí)踐之中。因此，研究LC濾波器下的并網(wǎng)逆變器控制方法具有重要的理論意義和實(shí)際意義。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的就是為了克服上述現(xiàn)有技術(shù)存在的缺陷而提供一種基于模糊PCI和PR并聯(lián)復(fù)合控制的逆變器控制方法，該方法能夠省去坐標(biāo)變換環(huán)節(jié)，直接應(yīng)用于三相靜止abc坐標(biāo)系，保證系統(tǒng)控制的穩(wěn)定性，提高并網(wǎng)電流的波形質(zhì)量、跟蹤精度和功率因數(shù)，確?？刂葡到y(tǒng)的穩(wěn)定性和安全可靠運(yùn)行。

本發(fā)明的目的可以通過以下技術(shù)方案來實(shí)現(xiàn)：

一種基于模糊PCI和PR并聯(lián)復(fù)合控制的逆變器控制方法，用于LC型三相并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中，包括以下步驟：

S1：實(shí)時(shí)采集三相靜止坐標(biāo)系下的當(dāng)前三相并網(wǎng)電流i；

S2：獲取三相靜止坐標(biāo)系下的并網(wǎng)電流指令i^*，得到當(dāng)前三相并網(wǎng)電流i與并網(wǎng)電流指令i^*之差，記為三相靜止坐標(biāo)系下的交流誤差信號(hào)e；

S3：交流誤差信號(hào)e經(jīng)過PR控制器得到三相靜止坐標(biāo)系下的第一電流值

S4：交流誤差信號(hào)e經(jīng)過模糊PCI控制器得到三相靜止坐標(biāo)系下的第二電流值

S5：第一電流值和第二電流值相加后得到三相靜止坐標(biāo)系下的復(fù)合控制電流值，并輸入到PWM模塊，產(chǎn)生控制并網(wǎng)逆變器開關(guān)管的控制信號(hào)；

S6：重復(fù)執(zhí)行上述步驟S1～S6。

所述步驟S4具體為：

401：獲取交流誤差信號(hào)e的交流誤差信號(hào)變化率e_c；

402：交流誤差信號(hào)e和交流誤差信號(hào)變化率e_c經(jīng)過模糊控制器得到比例增益變化量ΔK_p和積分增益變化量ΔK_i；

403：得到在線調(diào)整后的PCI控制器的比例系數(shù)K_p和積分系數(shù)K_i，K_p＝K′_p+K·ΔK_p，K_i＝K_i′+K·ΔK_i，K′_p為單一PCI控制器控制下的比例系數(shù)，K_i′為單一PCI控制器控制下的積分系數(shù)，K為影響因子；

404：交流誤差信號(hào)e根據(jù)基于比例系數(shù)K_p和積分系數(shù)K_i的PCI控制器輸出三相靜止坐標(biāo)系下的第二電流值

所述PCI控制器為abc坐標(biāo)系PCI控制器。

所述步驟402具體為：

交流誤差信號(hào)e和交流誤差信號(hào)變化率e_c歸一化分別得到交流誤差歸一化量E和交流誤差變化率歸一化量EC，根據(jù)預(yù)設(shè)的模糊規(guī)則得到E和EC的隸屬度；

采用Mamdani模糊推理方法，根據(jù)預(yù)設(shè)的模糊規(guī)則進(jìn)行模糊推理，根據(jù)E和EC的隸屬度得到模糊比例輸出量kp和模糊積分輸出量ki及其對(duì)應(yīng)的隸屬度；

根據(jù)模糊比例輸出量kp和模糊積分輸出量ki及其對(duì)應(yīng)的隸屬度得到比例增益變化量ΔK_p和積分增益變化量ΔK_i。

所述模糊比例輸出量kp和模糊積分輸出量ki的模糊控制規(guī)則如下表：

其中，PB、PM、PS、ZO、NS、NM、NB分別代表正大、正中、正小、零、負(fù)小、負(fù)中、負(fù)大。

與現(xiàn)有的LC濾波器并網(wǎng)電流的控制方法相比，如比例積分控制以及比例諧振控制，本發(fā)明提出的模糊PCI和PR并聯(lián)復(fù)合控制的LC型濾波三相并網(wǎng)逆變器控制方法有如下優(yōu)點(diǎn)：

1)該新型并網(wǎng)逆變器控制策略在三相并網(wǎng)PCI控制的基礎(chǔ)上加入模糊控制器，在設(shè)定模糊規(guī)則的作用下與PCI控制器復(fù)合，能夠?qū)崟r(shí)在線調(diào)整PCI控制器的比例系數(shù)和積分系數(shù)，同時(shí)將模糊PCI控制器與PR控制器并聯(lián)復(fù)合，提高整個(gè)控制器的響應(yīng)速度。該新型控制策略對(duì)應(yīng)a相并網(wǎng)電流幾乎與該相參考電流完全同步，b相和c相并網(wǎng)電流則約在1/12周期后實(shí)現(xiàn)同步追蹤參考電流；這樣一來，在控制參數(shù)實(shí)時(shí)變化的新型復(fù)合控制器的作用下，并網(wǎng)電流與電網(wǎng)電壓幾乎同相位，滿足單位功率因數(shù)并網(wǎng)要求。

2)該新型并網(wǎng)逆變器控制策略一方面可以通過模糊規(guī)則實(shí)時(shí)在線調(diào)整PCI控制的比例系數(shù)和積分系數(shù)，且相較于單一PCI控制效果更優(yōu)，另一方面在PR控制器的作用下提高整個(gè)控制器的反應(yīng)速度，這樣一來控制器參數(shù)實(shí)時(shí)變化，并網(wǎng)電流諧波畸變率(THD)值相比于單一PCI控制和PR控制明顯減小，控制穩(wěn)態(tài)波形質(zhì)量更優(yōu)，能夠減小并網(wǎng)逆變器穩(wěn)態(tài)運(yùn)行時(shí)對(duì)電網(wǎng)產(chǎn)生的諧波污染，達(dá)到并網(wǎng)標(biāo)準(zhǔn)。

3)本發(fā)明提出的基于模糊PCI和PR并聯(lián)復(fù)合控制的LC型三相并網(wǎng)逆變器單環(huán)控制方法，利用abc坐標(biāo)系PCI控制器，能夠直接對(duì)交流量進(jìn)行控制，進(jìn)而省去坐標(biāo)變換環(huán)節(jié)，應(yīng)用于三相靜止abc坐標(biāo)系，擁有控制精度高，跟蹤效果好，功率因數(shù)高以及系統(tǒng)可靠性強(qiáng)等優(yōu)點(diǎn)，適合于太陽能發(fā)電和風(fēng)力發(fā)電等新能源并網(wǎng)系統(tǒng)，并且可以推廣到其它單相或者三相逆變器的控制方法中。

4)本發(fā)明提出的模糊控制規(guī)則可實(shí)現(xiàn)PCI參數(shù)的調(diào)節(jié)，具體有：當(dāng)電流誤差與電流誤差變化率處于較大級(jí)別并且變化方向相同時(shí)，增大K_p以增強(qiáng)模糊控制器的調(diào)節(jié)作用；當(dāng)電流誤差與電流誤差變化率處于較大級(jí)別并且變化方向相反時(shí)，減小K_p以避免超調(diào)或者震蕩；當(dāng)系統(tǒng)趨于穩(wěn)定且誤差較小時(shí)，為保持系統(tǒng)穩(wěn)態(tài)以適當(dāng)減小K_p；當(dāng)系統(tǒng)存在較大的穩(wěn)態(tài)誤差時(shí)，增大K_i以快速消除穩(wěn)態(tài)誤差，但是注意不要使K_i過大，以免在響應(yīng)過程初期產(chǎn)生積分飽和現(xiàn)象，引起較大超調(diào)；當(dāng)系統(tǒng)存在較小的穩(wěn)態(tài)誤差時(shí)，減小K_i以提高系統(tǒng)的調(diào)節(jié)精度。

附圖說明

圖1為本發(fā)明基于模糊PCI和PR并聯(lián)復(fù)合控制的LC型三相并網(wǎng)逆變器單環(huán)控制方法的整體結(jié)構(gòu)框圖；

圖2為本發(fā)明中模糊PCI控制框圖；

圖3為三相abc坐標(biāo)系下m_a、m_b和m_c之間的向量關(guān)系示意圖；

圖4為LC型濾波器的數(shù)學(xué)模型結(jié)構(gòu)框圖；

圖5為三相并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)模型框圖；

圖6為采用本發(fā)明方法的a相入網(wǎng)電流和并網(wǎng)電網(wǎng)電壓示意圖；

圖7為采用本發(fā)明方法的并網(wǎng)電流諧波畸變率示意圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖和具體實(shí)施例對(duì)本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)說明。本實(shí)施例以本發(fā)明技術(shù)方案為前提進(jìn)行實(shí)施，給出了詳細(xì)的實(shí)施方式和具體的操作過程，但本發(fā)明的應(yīng)用范圍不限于下述的實(shí)施例。

一種基于模糊PCI和PR并聯(lián)復(fù)合控制的逆變器控制方法，具體地是基于模糊PCI和PR并聯(lián)復(fù)合控制的LC型三相并網(wǎng)逆變器單環(huán)控制方法，用于LC型三相并網(wǎng)逆變系統(tǒng)中，該方法主要是探求對(duì)于三相并網(wǎng)交流量的直接最優(yōu)化控制，同時(shí)由于使用單環(huán)控制，故只需利用一組電流傳感器來采樣三相并網(wǎng)電流。LC型三相并網(wǎng)逆變系統(tǒng)包括依次連接的直流輸入電壓源U_dc、基于脈沖寬度調(diào)制控制的三相并網(wǎng)逆變器、連接逆變器和電網(wǎng)的LC濾波器(包括連接逆變橋側(cè)的電感L_a、L_b、L_c，濾波電容C_a、C_b、C_c)、電網(wǎng)線路等效電阻R_a、R_b、R_c。圖1中，N為三相逆變器下橋臂連接中點(diǎn)，N′為三相濾波電容連接中點(diǎn)，O為三相電網(wǎng)連接中點(diǎn)，即接地點(diǎn)，i₁、i₂和i_c分別為逆變側(cè)的電感電流、并網(wǎng)(網(wǎng)側(cè))電流和電容電流，V_a、V_b、V_c為網(wǎng)側(cè)電壓，D(s)為PCI控制器開環(huán)傳遞函數(shù)，ΔK_p和ΔK_i分別為PCI控制器的比例增益變化量和積分增益變化量，de/dt為求導(dǎo)環(huán)節(jié)，可以求得交流誤差信號(hào)變化率。

如圖1所示，該方法包括以下步驟：

S1：通過網(wǎng)側(cè)三相電流傳感器實(shí)時(shí)采集三相靜止坐標(biāo)系下的當(dāng)前三相實(shí)際并網(wǎng)電流i，對(duì)應(yīng)為i_a、i_b、i_c；

S2：獲取三相靜止坐標(biāo)系下的并網(wǎng)電流指令i^*，對(duì)應(yīng)為得到當(dāng)前三相并網(wǎng)電流與并網(wǎng)電流指令之差，記為三相靜止坐標(biāo)系下的交流誤差信號(hào)e，對(duì)應(yīng)為e_a、e_b、e_c；

S3：交流誤差信號(hào)經(jīng)過PR控制器得到三相靜止坐標(biāo)系下的第一電流值對(duì)應(yīng)為

S4：交流誤差信號(hào)e經(jīng)過模糊PCI控制器得到三相靜止坐標(biāo)系下的第二電流值對(duì)應(yīng)為

S5：第一電流值和第二電流值相加后得到三相靜止坐標(biāo)系下的復(fù)合控制電流值I_o，對(duì)應(yīng)為I_oa、I_ob、I_oc，并輸入到PWM模塊，產(chǎn)生控制并網(wǎng)逆變器開關(guān)管的控制信號(hào)，該信號(hào)經(jīng)驅(qū)動(dòng)電路后控制逆變器開關(guān)管的接通與關(guān)斷，進(jìn)而控制并網(wǎng)逆變系統(tǒng)入網(wǎng)電流的幅值和相位以及并網(wǎng)電流質(zhì)量；

S6：重復(fù)執(zhí)行上述步驟S1～S6，使并網(wǎng)逆變器的輸出始終跟蹤指令值。

PR控制器和模糊PCI控制器并聯(lián)組成的新型復(fù)合控制器，具體地，包括：三個(gè)用于對(duì)電流誤差信號(hào)進(jìn)行調(diào)節(jié)的PCI控制器、三個(gè)用于對(duì)電流誤差信號(hào)進(jìn)行調(diào)節(jié)的PR控制器、三個(gè)用于對(duì)電流誤差信號(hào)進(jìn)行調(diào)節(jié)的模糊控制器，一方面交流誤差信號(hào)經(jīng)PR控制器進(jìn)行調(diào)節(jié)控制，得到該控制策略下的輸出值，另一方面交流誤差信號(hào)經(jīng)模糊PCI控制器進(jìn)行控制，其中各相交流誤差信號(hào)分別通過對(duì)應(yīng)相模糊控制器，在設(shè)定的模糊規(guī)則作用下獲取PCI控制器的比例增益變化量和積分增益變化量，兩個(gè)變化量與PCI控制器單獨(dú)作用時(shí)的比例系數(shù)和積分系數(shù)進(jìn)行相加，能夠達(dá)到實(shí)時(shí)在線調(diào)整PCI控制器比例系數(shù)和積分系數(shù)的目的。然后將PR控制器的輸出信號(hào)和模糊PCI控制器的輸出信號(hào)相加獲取復(fù)合控制器作用下的PWM觸發(fā)調(diào)制信號(hào)，即I_oa、I_ob、I_oc。本發(fā)明方法具備功率因數(shù)高和控制精度高的優(yōu)點(diǎn)，無需坐標(biāo)變換，操作簡單且易于實(shí)現(xiàn)，具備相當(dāng)?shù)膶?shí)用性和經(jīng)濟(jì)性。

其中對(duì)于模糊PCI控制器而言，第一步分析并網(wǎng)逆變器數(shù)學(xué)模型和傳遞函數(shù)，確定單一PCI控制下的K′_p和K_i′，第二步交流誤差信號(hào)e先經(jīng)模糊控制確定PCI控制器的比例增益變化量ΔK_p和積分增益變化量ΔK_i，第三步對(duì)應(yīng)數(shù)值相加，能夠?qū)崿F(xiàn)PCI控制器比例系數(shù)K_p和積分系數(shù)K_i的實(shí)時(shí)在線調(diào)整。則如圖2所示，步驟S4具體為：

401：獲取交流誤差信號(hào)e的交流誤差信號(hào)變化率e_c；

402：交流誤差信號(hào)e和交流誤差信號(hào)變化率e_c經(jīng)過模糊控制器得到比例增益變化量ΔK_p和積分增益變化量ΔK_i；

403：得到在線調(diào)整后的PCI控制器的比例系數(shù)K_p和積分系數(shù)K_i，K_p＝K′_p+K·ΔK_p，K_i＝K_i′+K·ΔK_i，K′_p為單一PCI控制器控制下的比例系數(shù)，K_i′為單一PCI控制器控制下的積分系數(shù)，K為影響因子；

404：交流誤差信號(hào)e根據(jù)基于比例系數(shù)K_p和積分系數(shù)K_i的PCI控制器輸出三相靜止坐標(biāo)系下的第二電流值該P(yáng)CI控制器為abc坐標(biāo)系PCI控制器。

圖2中，虛線框內(nèi)部為abc坐標(biāo)系PCI控制器，m_a、m_b、m_c分別對(duì)應(yīng)abc坐標(biāo)系PCI控制器中積分環(huán)節(jié)的輸出向量信號(hào)。由于PCI控制基于復(fù)數(shù)域，故關(guān)鍵問題在于實(shí)現(xiàn)復(fù)數(shù)j，即幅值不變相位移90°。從圖3可以看出三相abc坐標(biāo)系下m_a、m_b和m_c之間的向量關(guān)系，其中變量m_a相移90°可由變量m_b和變量m_c兩者相減獲得，但幅值增大倍。

要想實(shí)現(xiàn)模糊PCI控制器參數(shù)的實(shí)時(shí)在線調(diào)整，模糊規(guī)則的合理與否十分關(guān)鍵，本發(fā)明方法在制定模糊規(guī)則時(shí)主要是根據(jù)K_p和K_i在模糊PCI控制器中所起作用來制定的。則步驟402具體為：

交流誤差信號(hào)e和交流誤差信號(hào)變化率e_c歸一化分別得到交流誤差歸一化量E和交流誤差變化率歸一化量EC，根據(jù)預(yù)設(shè)的模糊規(guī)則得到E和EC的隸屬度；

采用Mamdani模糊推理方法，根據(jù)預(yù)設(shè)的模糊規(guī)則進(jìn)行模糊推理，根據(jù)E和EC的隸屬度得到模糊比例輸出量kp和模糊積分輸出量ki及其對(duì)應(yīng)的隸屬度；

進(jìn)行解模糊，根據(jù)模糊比例輸出量kp和模糊積分輸出量ki及其對(duì)應(yīng)的隸屬度得到比例增益變化量ΔK_p和積分增益變化量ΔK_i，達(dá)到控制目的。

模糊比例輸出量kp和模糊積分輸出量ki的模糊控制規(guī)則如下表1：

其中，PB、PM、PS、ZO、NS、NM、NB分別代表正大、正中、正小、零、負(fù)小、負(fù)中、負(fù)大。

在本發(fā)明提出的整個(gè)過程中，主要是針對(duì)一LC型三相并網(wǎng)逆變器系統(tǒng)進(jìn)行實(shí)際的仿真驗(yàn)證，以此來說明本發(fā)明的正確性和可行性。具體的仿真參數(shù)為：直流電壓源電壓700V，電網(wǎng)電壓有效值311V，電網(wǎng)電壓頻率50Hz，PWM開關(guān)頻率10KHz，濾波電感3.52mH，濾波電容20μF，電網(wǎng)電路等效電阻0.25Ω。a相參考電流30sin(100πt)A，b相參考電流30sin(100πt-2π/3)A，c相參考電流30sin(100πt+2π/3)A。PCI控制器參數(shù)K′_p＝0.5，K_i′＝25；PR控制器參數(shù)K_p1＝0.5，K_r＝1。

圖4顯示了被控對(duì)象LC型濾波器的數(shù)學(xué)模型結(jié)構(gòu)框圖，其中U_in和U_out分別為輸入電壓和輸出電壓，L為濾波電感，R為濾波電感等效電阻，C為濾波電容；圖5顯示了三相并網(wǎng)逆變器控制系統(tǒng)結(jié)構(gòu)模型，其中i^*為電流參考信號(hào)，I_o為控制系統(tǒng)輸出電流(實(shí)際并網(wǎng)電流)，U_i為濾波器輸入信號(hào)，U_g為濾波器輸入擾動(dòng)信號(hào)，G(s)為新型復(fù)合控制器傳遞函數(shù)，Gp(s)為LC濾波器傳遞函數(shù)(被控對(duì)象傳函)，KPWM為PWM等效增益，一般取值為直流側(cè)電壓值的一半。其中被控對(duì)象LC型濾波電路的傳遞函數(shù)為

式中ω_n——系統(tǒng)自然頻率，ξ——阻尼比，

PCI控制器的數(shù)學(xué)模型為

式中K_p為比例系數(shù)，K_i為積分系數(shù)，ω₀為給定交流頻率，且ω₀＝314rad/s。

PR控制器的數(shù)學(xué)模型為

式中：K_p1為比例系數(shù)；K_r為諧振參數(shù)；ω₀為諧振頻率，ω₀＝314rad/s。

由圖4求得被控對(duì)象傳函，同時(shí)結(jié)合PCI控制器的數(shù)學(xué)模型，分析圖5可求得PCI控制的傳遞函數(shù)為

進(jìn)一步求得PCI控制的閉環(huán)幅頻特性為

依據(jù)已有計(jì)算方法，本發(fā)明選取系統(tǒng)帶寬f_b＝650Hz，即ω_b＝4082rad/s。由系統(tǒng)帶寬定義，取初步計(jì)算單一PCI控制時(shí)的比例系數(shù)和積分系數(shù)。

由圖4求得被控對(duì)象傳函，同時(shí)結(jié)合PR控制器的數(shù)學(xué)模型，分析圖5可求得PR控制的傳遞函數(shù)為

首先對(duì)以上4階系統(tǒng)進(jìn)行降階處理，然后利用極點(diǎn)配置法，得到

將LC濾波參數(shù)值考慮在內(nèi)，初步計(jì)算PR控制器的比例系數(shù)和諧振參數(shù)。

表2

圖6顯示了a相入網(wǎng)電流和并網(wǎng)電網(wǎng)電壓。圖7以及表2顯示不同控制方法對(duì)應(yīng)的并網(wǎng)電流諧波畸變率(THD)。圖6表明模糊PCI和PR并聯(lián)復(fù)合的控制策略有較好的跟隨性，并網(wǎng)電流與并網(wǎng)電壓幾乎同相，基本實(shí)現(xiàn)單位功率因數(shù)并網(wǎng)要求。圖7以及表2表明在相同條件下，單一PCI控制對(duì)應(yīng)的THD值為3.62％，單一PR控制對(duì)應(yīng)的THD值為3.35％，模糊PCI控制對(duì)應(yīng)的THD值為2.75％，模糊PCI和PR并聯(lián)復(fù)合控制對(duì)應(yīng)的THD值為2.02％，后者的電流質(zhì)量明顯優(yōu)于前三種，表明本發(fā)明提出的新型復(fù)合控制方法的控制效果最優(yōu)。