一種永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的pwm并網(wǎng)逆變器控制方法
【專利摘要】本發(fā)明公開(kāi)一種永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆變器控制方法，包括：得到一個(gè)并網(wǎng)電流基波周期T內(nèi)的電流采樣值和濾波電容電流值；將所述電流采樣值與電流反饋值相減；經(jīng)過(guò)調(diào)節(jié)與同步信號(hào)相乘，得到并網(wǎng)逆變器網(wǎng)側(cè)電流指令信號(hào)；將所述濾波電容電流采樣值與濾波電容電流反饋值相減；進(jìn)行比例諧振調(diào)節(jié)，得到濾波電容電流指令信號(hào)；將并網(wǎng)逆變器網(wǎng)側(cè)電流與電流指令信號(hào)調(diào)節(jié)后與濾波電容電流指令信號(hào)相加，再乘以比例系數(shù)，得到總控制量；根據(jù)所述總控制量，產(chǎn)生逆變器脈沖寬度調(diào)制信號(hào)PWM。本發(fā)明能夠?qū)崿F(xiàn)有功和無(wú)功的解耦控制，提高整個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和高效性。
【專利說(shuō)明】
一種永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆變器控制方法
技術(shù)領(lǐng)域
[0001] 本發(fā)明涉及電力技術(shù)控制領(lǐng)域，特別是涉及一種永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆 變器控制方法。
【背景技術(shù)】
[0002] 光伏、風(fēng)力等并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)主要由光伏陣列、風(fēng)機(jī)和并網(wǎng)逆變器等組成，在可調(diào)度 式系統(tǒng)中，還會(huì)配備蓄電池作為儲(chǔ)能設(shè)備。并網(wǎng)發(fā)電系統(tǒng)通過(guò)配合容量適合的逆變器接到 公共電網(wǎng)上，在白天日照充足情況下，出了提供本地負(fù)載，多余點(diǎn)了可以提供給公共電網(wǎng)， 夜間或陰天情況，本地負(fù)載則直接從電網(wǎng)獲取所需電能。
[0003] 結(jié)合PWM控制技術(shù)的逆變器稱為PWM逆變器，PWM逆變器經(jīng)過(guò)30多年的探索和研究， 取得了很大的進(jìn)展，其主電路從早期的半控型器件橋路發(fā)展到如今的全控型器件橋路;其 拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)從單相、三相電路發(fā)展到多相組合及多電平拓?fù)潆娐?PWM開(kāi)關(guān)控制由單純的硬件 開(kāi)關(guān)調(diào)制發(fā)展到軟開(kāi)關(guān)調(diào)制，功率等級(jí)也從千瓦級(jí)發(fā)展到兆瓦級(jí)，隨著PWM逆變器技術(shù)的發(fā) 展，已經(jīng)設(shè)計(jì)出多種PWM逆變器，具體有如下幾種類型：
[0004] 按照電網(wǎng)相數(shù)分類:單相電路，三相電路，多相電路；
[0005] 按照PWM開(kāi)關(guān)調(diào)制分類:硬開(kāi)關(guān)調(diào)制，軟開(kāi)關(guān)調(diào)制；
[0006] 按照橋路結(jié)構(gòu)分類:半橋結(jié)構(gòu)，全橋結(jié)構(gòu)；
[0007] 按照調(diào)制電平分類:二電平，三電平電路，多電平電路；
[0008] 根據(jù)直流儲(chǔ)能元件的不同，PWM逆變器又分為電壓型PWM逆變器和電流型PWM逆變 器。電壓型、電流型P麗逆變器，無(wú)論是在主電路結(jié)構(gòu)、P麗信號(hào)發(fā)生以及控制策略等方面均 有各自的特點(diǎn)，并且兩者間存在電路上的對(duì)偶性。其他分布方法就主電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)而言，均 可歸類于電流型或電壓型PWM逆變器。
[0009] 并網(wǎng)逆變器是并網(wǎng)系統(tǒng)的很重要的一個(gè)部分，它分電壓源型和電流源型兩種。電 壓源型PWM并網(wǎng)逆變器技術(shù)比較成熟，由于其很好的雙向并網(wǎng)逆變能力，因而被廣泛的應(yīng)用 于并網(wǎng)發(fā)電中。但電壓型并網(wǎng)逆變器工作的直流側(cè)電壓必須高于電網(wǎng)電壓峰值且保持恒值 不變，所以中間要加升壓斬波器，這樣無(wú)疑會(huì)增加系統(tǒng)成本，并降低系統(tǒng)的效率。而三相電 流型PWM并網(wǎng)逆變器無(wú)需升壓電路，直接利用電流型PWM并網(wǎng)逆變器自身特點(diǎn)即可解決直流 側(cè)電壓低的并網(wǎng)問(wèn)題，提高了系統(tǒng)效率，節(jié)約了成本。
[0010] 電流型PWM逆變器的控制策略包括：
[0011] 1)間接電流控制
[0012] 間接電流控制的基本思路是通過(guò)控制逆變器輸入電壓基波的幅值和相位，間接的 控制輸出電感電流，使得交流側(cè)輸出相電流與交流側(cè)相電壓保持同相位，因此又稱為幅值 相位控制。
[0013] 間接電流控制的優(yōu)點(diǎn)是控制結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單、無(wú)需電流傳感器，并且具有良好的開(kāi)關(guān)特 性，靜態(tài)特性良好，便于微機(jī)實(shí)現(xiàn)。且缺點(diǎn)是動(dòng)態(tài)響應(yīng)慢，且對(duì)系統(tǒng)參數(shù)變化靈敏，動(dòng)態(tài)過(guò)程 中存在直流電流偏移。
[0014] 電流型PWM逆變器的間接電流控制，是指通過(guò)控制逆變器交流側(cè)電容電壓或交流 輸出電流的幅值和相位，從而間接控制電流型PWM逆變器的網(wǎng)側(cè)電流。電流型PWM逆變器交 流輸出電流的基波分量是SPWM調(diào)制信號(hào)的線性放大，應(yīng)用SPWM技術(shù)，通過(guò)對(duì)調(diào)制信號(hào)的控 制就可以實(shí)現(xiàn)對(duì)逆變器輸出電流相位和幅值的調(diào)節(jié)，然后通過(guò)交流側(cè)LC濾波器濾波作用， 就可以實(shí)現(xiàn)逆變器的間接電流控制，達(dá)到網(wǎng)側(cè)單位功率因數(shù)。當(dāng)然，為了穩(wěn)定輸入直流電 流，間接電流控制還需要引入電流閉環(huán)反饋。
[0015] 2)直接電流控制
[0016] 直接電流控制是一種電流瞬態(tài)跟蹤控制方法，由運(yùn)算求出交流側(cè)電流指令信號(hào)， 再引入交流側(cè)電流反饋，通過(guò)對(duì)交流側(cè)電流的直接控制使其跟蹤指令電流值。這種控制方 式具有電流內(nèi)環(huán)和電壓外環(huán)的雙環(huán)控制結(jié)構(gòu);在電流內(nèi)環(huán)中，通過(guò)對(duì)功率因數(shù)角的控制可 實(shí)現(xiàn)對(duì)無(wú)功功率的控制。在電壓外環(huán)中，對(duì)直流電流的控制則是通過(guò)調(diào)節(jié)交流電流的參考 幅值來(lái)實(shí)現(xiàn)的。外環(huán)電壓穩(wěn)定與否取決于內(nèi)環(huán)電流能否快速準(zhǔn)確地跟蹤電流給定。由于這 種控制方式能有效地跟蹤負(fù)載電壓的變化，具有動(dòng)態(tài)性能好，限流容易，電流控制精度高等 優(yōu)點(diǎn)，受到廣泛關(guān)注，并先后研究出各種不同的控制方案，主要包括由PID控制，預(yù)測(cè)電流控 制，滑模變結(jié)構(gòu)控制，極點(diǎn)配置，二次型最優(yōu)控制，非線性狀態(tài)反饋控制，模糊控制等方式。 但他們的共同特點(diǎn)是需要對(duì)控制變量解耦，計(jì)算量大，實(shí)現(xiàn)困難，而且對(duì)狀態(tài)變量的檢測(cè)需 要兩個(gè)電流傳感器，有的還需要交流電動(dòng)勢(shì)傳感器和電容電壓傳感器，成本較高。
[0017] 電流型PWM逆變器的調(diào)制方式
[0018] i)spmi技術(shù)
[0019] SPWM技術(shù)是將正弦波調(diào)制信號(hào)與頻率固定的三角載波信號(hào)相比較，交點(diǎn)作為開(kāi)關(guān) 點(diǎn)，得到一系列幅值相等，寬度不等的高頻脈沖序列，經(jīng)過(guò)逆變器的功率放大后，能夠準(zhǔn)確 地再現(xiàn)調(diào)制波信息，SPWM具有優(yōu)良的傳輸特性、優(yōu)化的頻譜分布，成為當(dāng)今調(diào)制技術(shù)的基本 方式。
[0020] 電流型逆變器SPWM調(diào)制技術(shù)是在傳統(tǒng)的二邏輯雙極性SPWM調(diào)制技術(shù)的基礎(chǔ)上，通 過(guò)一定的矩陣運(yùn)算轉(zhuǎn)化為三邏輯PWM波形，這種三邏輯信號(hào)也充分體現(xiàn)調(diào)制波的信息，并且 咋高頻和低頻的情況下都是解耦的，可以用來(lái)控制主電路開(kāi)關(guān)的開(kāi)通與關(guān)斷，從而達(dá)到控 制交流側(cè)電流的目的。
[0021] 而隨著智能型高速微控制芯片的發(fā)展、指令周期的縮短、計(jì)算功能的增強(qiáng)及存儲(chǔ) 容量的增加，使得數(shù)字化SPWM有了更廣闊的應(yīng)用前景。因此，近些年來(lái)電壓矢量脈寬調(diào)制技 術(shù)得到了快速地發(fā)展，在電氣傳動(dòng)的許多方面得到了廣泛的應(yīng)用。
[0022] 1、電壓空間矢量PWM法最早是被應(yīng)用于交流變頻調(diào)速系統(tǒng)中，采用SVPWM模式的交 流變頻調(diào)速系統(tǒng)較之采用常規(guī)SPWM模式的交流調(diào)速系統(tǒng)，不僅電機(jī)轉(zhuǎn)矩脈動(dòng)減小了，饋電 給逆變器的直流電壓利用率提高了；同時(shí)定子相電流更接近于正弦波，諧波更少，且采用 SVPWM模式的交流變頻調(diào)速系統(tǒng)其動(dòng)態(tài)性能非常優(yōu)良。
[0023] 2、目前電壓空間矢量PWM法廣泛應(yīng)用在有源濾波器中，它把三相變流器作為一個(gè) 整體來(lái)控制，很好地協(xié)調(diào)了 PWM主電路各相間的相互作用。這種控制策略可有效地跟蹤指令 電流，抑制了負(fù)載諧波，顯著減小了電源側(cè)電流的電流總畸變率，是一種有效的電流跟蹤控 制方案。
[0024] 3、電壓空間矢量PWM法應(yīng)用于整流控制系統(tǒng)中，系統(tǒng)具有良好的動(dòng)態(tài)性能，易于數(shù) 字化實(shí)現(xiàn)，既能實(shí)現(xiàn)高功率因數(shù)，又能使能量雙向流動(dòng)。其最突出的優(yōu)勢(shì)是直流利用率較之 常規(guī)的SPWM控制方法提高了約15.47%，而且，不同的調(diào)制方法將使開(kāi)關(guān)損耗得到不同程度 的減小。正是基于上述優(yōu)點(diǎn)，空間矢量PWM法越來(lái)越廣泛地應(yīng)用于整流控制系統(tǒng)中。
[0025]三相并網(wǎng)逆變器一般由三相全橋電路實(shí)現(xiàn)，三個(gè)橋臂中的每個(gè)橋臂由2個(gè)功率器 件串聯(lián)，中間連接處作為三相電壓輸出端，通過(guò)控制6個(gè)功率器件的開(kāi)通與關(guān)斷時(shí)刻，實(shí)現(xiàn) 對(duì)三相輸出電壓或三相輸出電流的實(shí)時(shí)控制。目前使用較為廣泛的是SVPWM方法，該方法在 每一個(gè)開(kāi)關(guān)周期內(nèi)都要對(duì)每個(gè)功率器件完成2次開(kāi)關(guān)切換(定義功率器件從開(kāi)通切換懂啊 關(guān)斷，或從關(guān)斷切換懂啊開(kāi)通，為1次開(kāi)關(guān)切換），而功率器件沒(méi)一次開(kāi)關(guān)切換都會(huì)造成一定 的功率損耗。當(dāng)開(kāi)關(guān)頻率較低時(shí)，功率器件開(kāi)關(guān)損耗可以忽略，但較低的開(kāi)關(guān)頻率會(huì)造成三 相電壓或電流輸出波形含有較多的諧波含量，影響波形正弦度的同時(shí)，也增加了濾波電流 的負(fù)擔(dān)與成本。
[0026]為了追求諧波兩較小的輸出電壓和輸出電流，一般需要提高開(kāi)關(guān)頻率，但顯然會(huì) 帶來(lái)較大的功率器件開(kāi)關(guān)損耗，導(dǎo)致三相并網(wǎng)逆變器轉(zhuǎn)換效率降低。為了進(jìn)一步提高開(kāi)關(guān) 頻率，降低開(kāi)關(guān)損耗，現(xiàn)有技術(shù)中有采用不連續(xù)調(diào)制技術(shù)實(shí)現(xiàn)了在三相多電平逆變器上開(kāi) 關(guān)損耗的降低。另一種方案中，將不連續(xù)調(diào)制應(yīng)用到有源濾波器上取得了較好的控制效果。 還有一種方案是提出了應(yīng)用于三相兩電平逆變器上的統(tǒng)一型不連續(xù)調(diào)制技術(shù)。上述方案都 采用在基本正弦波參考電壓基礎(chǔ)上注入不同德零序分量實(shí)現(xiàn)，且每個(gè)橋臂開(kāi)關(guān)在一個(gè)基波 周期內(nèi)的不動(dòng)作區(qū)間為120°。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0027]本發(fā)明正是基于以上一個(gè)或多個(gè)問(wèn)題，提供一種永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆 變器控制方法，用以解決現(xiàn)有技術(shù)中存在的網(wǎng)側(cè)逆變器輸出有功和無(wú)功的無(wú)法解耦的問(wèn) 題。
[0028]所述永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆變器控制方法包括：
[0029] 對(duì)并網(wǎng)電流、濾波電容電流進(jìn)行采樣，采樣周期為T(mén)，得到一個(gè)并網(wǎng)電流基波周期T 內(nèi)的M個(gè)電流采樣值Ine^和M個(gè)濾波電容電流值in_其中，M = L/T，m = 0,1，2…，M-1，電流采 樣值InetO對(duì)應(yīng)并網(wǎng)電流基波的0相位點(diǎn)，濾波電容電流采樣值inetO對(duì)應(yīng)并網(wǎng)濾波電容電流基 波的〇相位點(diǎn)；
[0030] 將所述M個(gè)電流采樣值Inetm與電流反饋值相減，得到第一誤差值；
[0031] 將所述M個(gè)濾波電容電流采樣值inetm與濾波電容電流反饋值相減，得到第二誤差 值；
[0032] 對(duì)所述第一誤差值經(jīng)過(guò)調(diào)節(jié)與同步信號(hào)相乘，得到并網(wǎng)逆變器網(wǎng)側(cè)電流指令信 號(hào)；
[0033] 對(duì)所述第二誤差值進(jìn)行比例諧振調(diào)節(jié)，得到濾波電容電流指令信號(hào)；
[0034] 將并網(wǎng)逆變器網(wǎng)側(cè)電流與所述電流指令信號(hào)調(diào)節(jié)后與濾波電容電流指令信號(hào)相 加，再乘以比例系數(shù)，得到總控制量；
[0035] 根據(jù)所述總控制量，產(chǎn)生占空比M隨合成的總控制量變化的逆變器脈沖寬度調(diào)制 信號(hào)PWM。
[0036] 進(jìn)一步的，永磁同步發(fā)電機(jī)系統(tǒng)包括:主電路、驅(qū)動(dòng)電路、控制電路和輔助電路。
[0037] 進(jìn)一步的，所述主電路包括整流電路，電容濾波電路和IPM逆變電路。
[0038] 進(jìn)一步的，所述并網(wǎng)逆變器網(wǎng)側(cè)電流與所述電流指令信號(hào)經(jīng)過(guò)電流外環(huán)PI調(diào)節(jié)器 調(diào)節(jié)；
[0039] 所述PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)為：
[0040] 所述PI調(diào)節(jié)器的超前時(shí)間系數(shù)為
[0041 ] 其中:R為電流外環(huán)電阻，C為電流外環(huán)電容，L為電流外環(huán)電感。
[0042]進(jìn)一步的，所述方法還包括：
[0043]采集電網(wǎng)三相電壓信號(hào)Uga、Ugb、Ugc，和逆變器交流側(cè)三相電流信號(hào)i a、i b、i c;
[0044]將所述電網(wǎng)三相電壓信號(hào)Uga、Ugb、Ugc經(jīng)過(guò)坐標(biāo)變換得到兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的 電網(wǎng)電壓信號(hào)Ugd和ugq，將所述逆變器交流側(cè)三相電流信號(hào)"、"、1。經(jīng)過(guò)坐標(biāo)變換得到兩相 同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的交流側(cè)電流信號(hào)id和i q;
[0045]根據(jù)逆變器在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，當(dāng)逆變器交流側(cè)三相電感不平衡 時(shí)，建立逆變器在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型；
[0046] 根據(jù)所述兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，建立兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸和q 軸有效解耦的電流環(huán)控制器；
[0047] 根據(jù)所述電流環(huán)控制器在電感不平衡條件下進(jìn)行三相PWM并網(wǎng)逆變器的解耦控 制。
[0048] 進(jìn)一步的，所述坐標(biāo)變換采用Clarke變換、Park變換或者Park逆變換中的一種。
[0049]進(jìn)一步的，所述逆變器在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為：
[00511 其中，La、Lb、Lc為逆變器交流側(cè)的三相電感，R a、Rb、Rc為線路中的三相電阻，uga、 ugb、ugc為電網(wǎng)三相電壓，ua、Ub、uc為逆變器交流側(cè)三相電壓，_為逆變器交流側(cè)中性點(diǎn)與直 流側(cè)負(fù)極之間的電位差。
[0052] 進(jìn)一步的，所述逆變器在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為：
[0053] \Zdid ~ Zqdiq = ~Ud+ Aqd ^Sq ~ Uq^ . \Zqi.q + ZqJd = Adq(pgd - ud) + ugq - uq *
[0054] 其中：Aqd和Adq分別為兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下d軸和q軸電壓耦合系數(shù)，Zd和Zq分別 為兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下d軸和q軸的電感阻抗，Zqd和Zdq分別為兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下q軸 對(duì)d軸的耦合阻抗和d軸對(duì)q軸的耦合阻抗;Ud和u q分別為逆變器交流側(cè)電壓信號(hào)在兩相同步 旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下d軸和q軸分量。
[0055] 進(jìn)一步的，所述兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸和q軸有效解耦的電流環(huán)控制器的輸入 為交流側(cè)兩相電流信號(hào)和電網(wǎng)電壓信號(hào)，輸出為兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下逆變器交流側(cè)電壓 給'疋^直Ud-ref 矛口Uq-ref。
[0056] 進(jìn)一步的，所述兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸和q軸有效解耦的電流環(huán)控制器為：
[0058]其中，icUrrf和iq_rrf分別為逆變器交流側(cè)電流d軸和q軸分量給定值，ki為積分系數(shù)， kP為比例系數(shù)，Rm為逆變器三相電阻平均值。
[0059]本發(fā)明提供的永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆變器控制方法，通過(guò)采集并網(wǎng)電流、 濾波電容電流在周期T內(nèi)的多個(gè)采樣值，并對(duì)多個(gè)采樣值進(jìn)行內(nèi)環(huán)及外環(huán)調(diào)節(jié)，能夠有效減 小網(wǎng)側(cè)逆變器輸出電流中的諧波，降低輸出波形畸變，實(shí)現(xiàn)有功和無(wú)功的解耦控制，提高整 個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和高效性。
【附圖說(shuō)明】
[0060] 圖1是本發(fā)明實(shí)施例一的永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的P麗并網(wǎng)逆變器控制方法的流程圖；
[0061] 圖2是本發(fā)明實(shí)施例二的永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)結(jié)構(gòu)示意圖；
[0062] 圖3是本發(fā)明實(shí)施例二的驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)示意圖；
[0063] 圖4是本發(fā)明實(shí)施例二的采樣電路結(jié)構(gòu)示意圖。
【具體實(shí)施方式】
[0064]下面結(jié)合附圖和實(shí)施例對(duì)本發(fā)明進(jìn)行詳細(xì)說(shuō)明。需要說(shuō)明的是，如果不沖突，本發(fā) 明實(shí)施例以及實(shí)施例中的各個(gè)特征可以相互結(jié)合，均在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。
[0065] 實(shí)施例一
[0066] 本發(fā)明實(shí)施例一提供一種永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆變器控制方法，所述永 磁同步發(fā)電機(jī)系統(tǒng)包括:主電路、驅(qū)動(dòng)電路、控制電路和輔助電路。所述主電路包括整流電 路，電容濾波電路和IPM逆變電路。
[0067] 如圖1所示，該方法包括：
[0068] 101、對(duì)并網(wǎng)電流、濾波電容電流進(jìn)行采樣，采樣周期為T(mén)，得到一個(gè)并網(wǎng)電流基波 周期T內(nèi)的M個(gè)電流采樣值I 和M個(gè)濾波電容電流值i ne 。其中，M = L/T，m = 0，1，2…，M-1， 電流采樣值InetO對(duì)應(yīng)并網(wǎng)電流基波的0相位點(diǎn)，濾波電容電流采樣值inetO對(duì)應(yīng)并網(wǎng)濾波電容 電流基波的〇相位點(diǎn)。
[0069] 102、將所述M個(gè)電流采樣值Inetm與電流反饋值相減，得到第一誤差值；
[0070] 103、將所述M個(gè)濾波電容電流采樣值inetm與濾波電容電流反饋值相減，得到第二 誤差值；
[0071] 104、對(duì)所述第一誤差值經(jīng)過(guò)調(diào)節(jié)與同步信號(hào)相乘，得到并網(wǎng)逆變器網(wǎng)側(cè)電流指令 信號(hào)；
[0072] 105、對(duì)所述第二誤差值進(jìn)行比例諧振調(diào)節(jié)，得到濾波電容電流指令信號(hào)；
[0073] 106、將并網(wǎng)逆變器網(wǎng)側(cè)電流與所述電流指令信號(hào)調(diào)節(jié)后與濾波電容電流指令信 號(hào)相加，再乘以比例系數(shù)，得到總控制量
[0074] 具體的，所述并網(wǎng)逆變器網(wǎng)側(cè)電流與所述電流指令信號(hào)經(jīng)過(guò)電流外環(huán)PI調(diào)節(jié)器調(diào) T ；
[0075] 所述PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)為
[0076] 所述PI調(diào)節(jié)器的超前時(shí)間系
[0077] 其中:R為電流外環(huán)電阻，C為電流外環(huán)電容，L為電流外環(huán)電感。
[0078] 107、根據(jù)所述總控制量，產(chǎn)生占空比M隨合成的總控制量變化的逆變器脈沖寬度 調(diào)制信號(hào)PWM。
[0079] 其中，占空比M為：
[0080] M=KX(M=KX(Iref-IL)
[0081] 其中，K為比例系數(shù)，II為直流側(cè)電感電流穩(wěn)態(tài)值，為直流側(cè)給定電流值。
[0082] 本發(fā)明提供的永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆變器控制方法，通過(guò)采集并網(wǎng)電流、 濾波電容電流在周期T內(nèi)的多個(gè)采樣值，并對(duì)多個(gè)采樣值進(jìn)行內(nèi)環(huán)及外環(huán)調(diào)節(jié)，能夠有效減 小網(wǎng)側(cè)逆變器輸出電流中的諧波，降低輸出波形畸變，實(shí)現(xiàn)有功和無(wú)功的解耦控制，提高整 個(gè)系統(tǒng)的穩(wěn)定性和高效性。
[0083] 實(shí)施例二
[0084] 本發(fā)明實(shí)施例二提供一種永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆變器控制方法。其中，該 永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)如圖2所示，包括主電路、驅(qū)動(dòng)電路、控制電路和輔助電路。其中主電路由 三相整流電路、智能功率模塊IPM逆變電路和永磁同步電機(jī)等組成;驅(qū)動(dòng)電路將DSP生成的6 路PWM信號(hào)經(jīng)過(guò)光耦隔離后驅(qū)動(dòng)IPM功率逆變器件;控制電路由TMS320F2812DSP控制芯片為 核心，用來(lái)完成永磁同步電機(jī)的速度環(huán)和電流環(huán)的控制器算法的實(shí)現(xiàn)，空間矢量PWM波的生 成等;輔助電路由霍爾傳感器、電流檢測(cè)電路和故障檢測(cè)保護(hù)電路等組成，實(shí)現(xiàn)電機(jī)轉(zhuǎn)速和 位置檢測(cè)、電流檢測(cè)以及系統(tǒng)保護(hù)等。
[0085] 其中，驅(qū)動(dòng)電路的作用是將DSP輸出的PWM脈沖放大到足以驅(qū)動(dòng)功率開(kāi)關(guān)管，單從 原理上來(lái)講，驅(qū)動(dòng)電路主要起開(kāi)關(guān)功率放大作用，但其重要性在于功率開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)特性 與驅(qū)動(dòng)電路的性能密切相關(guān)，設(shè)計(jì)優(yōu)良的驅(qū)動(dòng)電路能夠改善功率開(kāi)關(guān)管的開(kāi)關(guān)特性，從而 減小開(kāi)關(guān)損耗，提高整個(gè)系統(tǒng)的效率及功率器件工作的可靠性。因此，驅(qū)動(dòng)電路的優(yōu)劣直接 影響變換器的性能。本實(shí)施例選用的功率開(kāi)關(guān)器件使用的是IPM(6MBP20RH060)，DSP發(fā)出的 pmi脈沖高低電平分別為0V和3V，而IPM需要的驅(qū)動(dòng)信號(hào)高低電平分別為0V和15V，并且當(dāng) 6MBP20RH060的脈沖輸入引腳是低電平時(shí)IGBT導(dǎo)通，高電平時(shí)關(guān)斷。
[0086]本實(shí)施例的驅(qū)動(dòng)電路結(jié)構(gòu)如圖3所示，其中，PWM是DSP發(fā)出的脈沖，f aul t是保護(hù)電 路發(fā)出的信號(hào)。與非門(mén)采用TI公司的SN74F00D，高速光耦采用HCPL4504,這里，用光耦和與 非門(mén)相結(jié)合不但可以實(shí)現(xiàn)脈沖信號(hào)的放大和取反，而且有效的實(shí)現(xiàn)了弱電和主電路的電氣 隔離。IPM正常工作時(shí)fault為高電平。當(dāng)PWM為高電平時(shí)，光耦輸出^為低電平，內(nèi)部IGBT導(dǎo) 通，反之，當(dāng)PWM脈沖為低電平時(shí)，Vidl5V的高電平，內(nèi)部IGBT關(guān)斷。IPM出現(xiàn)故障時(shí)fault信 號(hào)為低電平，導(dǎo)致vin輸出高電平關(guān)斷內(nèi)部IGBT。起到外部封鎖PWM脈沖的作用。除此之外，需 要關(guān)斷內(nèi)部IGBT時(shí)，可以加給fault引腳一個(gè)低電平封鎖PWM脈沖。
[0087] 控制電路包括采樣電路、Clark變換，Park變換電路、PI調(diào)節(jié)器控制電路和PWM脈沖 的生成電路。
[0088] 常用的電流采樣方法有取樣電阻法、電流互感器法和霍爾傳感器法等。其中，霍爾 傳感器具有精度高、線性好、頻帶寬和響應(yīng)快等優(yōu)點(diǎn)，但霍爾傳感器價(jià)格昂貴，成本高;取樣 電阻法會(huì)存在電氣隔離問(wèn)題，需外加光隔離器或磁隔離器，而且功率損耗大。鑒于三相并網(wǎng) 電流為近似正弦波的工頻交流量，采用電流互感器即可滿足采樣要求，因此，本實(shí)施例用電 流互感器法對(duì)并網(wǎng)電流、濾波電容電流進(jìn)行采樣。電流互感器的功能一方面實(shí)現(xiàn)主電路和 控制電路的電氣隔離，另一方面實(shí)現(xiàn)對(duì)定子電流的轉(zhuǎn)換和取樣。電流互感器的輸出是定子 電流按比例縮小后的雙極性交流電流信號(hào)，而DSP的A/D轉(zhuǎn)換模塊只能采集0-3V之間的單極 性電壓信號(hào)，因此，還需要采樣電路把電流互感器的輸出信號(hào)調(diào)制到DSP能采集的范圍。 [0089]本實(shí)施例的采樣電路結(jié)構(gòu)如圖4所示。圖4中，運(yùn)算放大器采用TI公司的TL082,由 ±15V的電源供電；T為電流互感TA14W-200。!'的輸出h是網(wǎng)側(cè)電流按轉(zhuǎn)化率縮小后的交流 電流信號(hào);一個(gè)電壓跟隨器，電阻Ri和R2的并聯(lián)做米樣電阻，將ii轉(zhuǎn)換成電壓信號(hào)ui輸出；第 二級(jí)運(yùn)放將m的幅值縮放成± 1.5V，相位保持不變;最后，-15V的直流電源和電阻R4的串聯(lián) 構(gòu)成一個(gè)提升電路，將m提升1.5V，得到幅值是0-3V的單極性電壓信號(hào)u〇。
[0090] 值得注意的是，在電流采樣電路的設(shè)計(jì)中，對(duì)于電流互感器的使用，必須選擇合適 的采樣電阻以獲得較高的采樣精度，采樣電路的輸出端兩個(gè)反并聯(lián)二極管組成限幅電路， 將輸出電壓鉗位在0-3V之間以免損壞DSP。
[0091] 本發(fā)明實(shí)施例二提供一種永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆變器控制方法。在實(shí)施 例一方法的基礎(chǔ)上還包括如下步驟：
[0092] 107、采集電網(wǎng)三相電壓信號(hào)Uga、Ugb、U gc，和逆變器交流側(cè)三相電流信號(hào)ia、ib、ic;
[0093] 108、將所述電網(wǎng)三相電壓信號(hào)Uga、Ugb、U gc經(jīng)過(guò)坐標(biāo)變換得到兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系 下的電網(wǎng)電壓信號(hào)Ugd和ugq，將所述逆變器交流側(cè)三相電流信號(hào)"、"、1。經(jīng)過(guò)坐標(biāo)變換得到 兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的交流側(cè)電流信號(hào)id和iq;
[0094] 本實(shí)施例中，所述坐標(biāo)變換采用Clarke變換、Park變換或者Park逆變換中的一種。 [0095] 109、根據(jù)逆變器在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，當(dāng)逆變器交流側(cè)三相電感不平 衡時(shí)，建立逆變器在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型；
[0096]本實(shí)施例中，所述逆變器在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為：
[0098] 其中，La、Lb、Lc為逆變器交流側(cè)的三相電感，Ra、R b、Rc為線路中的三相電阻，uga、 ugb、ugc為電網(wǎng)三相電壓，ua、Ub、uc為逆變器交流側(cè)三相電壓，_為逆變器交流側(cè)中性點(diǎn)與直 流側(cè)負(fù)極之間的電位差。
[0099]所述逆變器在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為：
[01 00] {Zt沁-=~
[ZJq + Zqdid - ^dq(ugd-Ud) + ugq -'
[0101] 其中：Aqd和Adq分別為兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下d軸和q軸電壓耦合系數(shù)，Zd和Zq分別 為兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下d軸和q軸的電感阻抗，Zqd和Zdq分別為兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下q軸 對(duì)d軸的耦合阻抗和d軸對(duì)q軸的耦合阻抗;Ud和u q分別為逆變器交流側(cè)電壓信號(hào)在兩相同步 旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下d軸和q軸分量。
[0102] 110、根據(jù)所述兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，建立兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d 軸和q軸有效解耦的電流環(huán)控制器；
[0103] 本實(shí)施例中，所述兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸和q軸有效解耦的電流環(huán)控制器的輸 入為交流側(cè)兩相電流信號(hào)和電網(wǎng)電壓信號(hào)，輸出為兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下逆變器交流側(cè)電 壓給疋值Ud_ref取lllq_ref。
[0104] 優(yōu)選的，所述兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸和q軸有效解耦的電流環(huán)控制器為：
[0106] 其中，id_rrf和iq_rrf分別為逆變器交流側(cè)電流d軸和q軸分量給定值，ki為積分系數(shù)， kP為比例系數(shù)，Rm為逆變器三相電阻平均值。
[0107] 111、根據(jù)所述電流環(huán)控制器在電感不平衡條件下進(jìn)行三相PWM并網(wǎng)逆變器的解耦 控制。
[0108] 以上所述僅為本發(fā)明的實(shí)施方式，并非因此限制本發(fā)明的專利范圍，凡是利用本 發(fā)明說(shuō)明書(shū)及附圖內(nèi)容所作的等效結(jié)構(gòu)或等效流程變換，或直接或間接運(yùn)用在其他相關(guān)的 技術(shù)領(lǐng)域，均同理包括在本發(fā)明的專利保護(hù)范圍內(nèi)。
【主權(quán)項(xiàng)】
1. 一種永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于，所述方法包括： 對(duì)并網(wǎng)電流、濾波電容電流進(jìn)行采樣，采樣周期為T(mén)，得到一個(gè)并網(wǎng)電流基波周期T內(nèi)的 Μ個(gè)電流采樣值Inet4PM個(gè)濾波電容電流值inetm其中，M = L/T，m = 0,1，2···，M-1，電流采樣值 Ine3t〇對(duì)應(yīng)并網(wǎng)電流基波的0相位點(diǎn)，濾波電容電流采樣值ine3t〇對(duì)應(yīng)并網(wǎng)濾波電容電流基波的 〇相位點(diǎn)； 將所述Μ個(gè)電流采樣值Ine^與電流反饋值相減，得到第一誤差值； 將所述Μ個(gè)濾波電容電流采樣值in_與濾波電容電流反饋值相減，得到第二誤差值； 對(duì)所述第一誤差值經(jīng)過(guò)調(diào)節(jié)與同步信號(hào)相乘，得到并網(wǎng)逆變器網(wǎng)側(cè)電流指令信號(hào)； 對(duì)所述第二誤差值進(jìn)行比例諧振調(diào)節(jié)，得到濾波電容電流指令信號(hào)； 將并網(wǎng)逆變器網(wǎng)側(cè)電流與所述電流指令信號(hào)調(diào)節(jié)后與濾波電容電流指令信號(hào)相加，再 乘以比例系數(shù)，得到總控制量； 根據(jù)所述總控制量，產(chǎn)生占空比Μ隨合成的總控制量變化的逆變器脈沖寬度調(diào)制信號(hào) PWM。2. 如權(quán)利要求1所述的永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于，永 磁同步發(fā)電機(jī)系統(tǒng)包括:主電路、驅(qū)動(dòng)電路、控制電路和輔助電路。3. 如權(quán)利要求2所述的永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于，所 述主電路包括整流電路，電容濾波電路和IPM逆變電路。4. 如權(quán)利要求1所述的永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于，所 述并網(wǎng)逆變器網(wǎng)側(cè)電流與所述電流指令信號(hào)經(jīng)過(guò)電流外環(huán)PI調(diào)節(jié)器調(diào)節(jié)； 所述PI調(diào)節(jié)器的比例系數(shù)為：所述PI調(diào)節(jié)器的超前時(shí)間系數(shù)為：其中:R為電流外環(huán)電阻，C為電流外環(huán)電容，L為電流外環(huán)電感。5. 如權(quán)利要求1所述的永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于，所 述方法還包括： 采集電網(wǎng)三相電壓信號(hào)Uga、Ugb、Ugc，和逆變器交流側(cè)三相電流信號(hào)i a、ib、ic; 將所述電網(wǎng)三相電壓信號(hào)Uga、Ugb、Ugc經(jīng)過(guò)坐標(biāo)變換得到兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的電網(wǎng) 電壓信號(hào)Ugd和ugq，將所述逆變器交流側(cè)三相電流信號(hào)ia、ib、ic經(jīng)過(guò)坐標(biāo)變換得到兩相同步 旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的交流側(cè)電流信號(hào)id和i q; 根據(jù)逆變器在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，當(dāng)逆變器交流側(cè)三相電感不平衡時(shí)，建 立逆變器在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型； 根據(jù)所述兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型，建立兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸和q軸有 效解耦的電流環(huán)控制器； 根據(jù)所述電流環(huán)控制器在電感不平衡條件下進(jìn)行三相PWM并網(wǎng)逆變器的解耦控制。6. 如權(quán)利要求5所述的永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于，所 述坐標(biāo)變換采用Clarke變換、Park變換或者Park逆變換中的一種。7. 如權(quán)利要求5所述的永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于，所 述逆變器在三相靜止坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為：其中，La、Lb、Lc為逆變器交流側(cè)的三相電感，Ra、R b、Rc為線路中的三相電阻，uga、ugb、ugc 為電網(wǎng)三相電壓，ua、ub、uc為逆變器交流側(cè)三相電壓，uQN為逆變器交流側(cè)中性點(diǎn)與直流側(cè)負(fù) 極之間的電位差。8. 如權(quán)利要求5所述的永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于，所 述逆變器在兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下的數(shù)學(xué)模型為：其中：Aqd和分別為兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下d軸和q軸電壓耦合系數(shù)，Zd和Zq分別為兩 相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下d軸和q軸的電感阻抗，Zqd和Zdq分別為兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下q軸對(duì)d 軸的耦合阻抗和d軸對(duì)q軸的耦合阻抗;Ud和uq分別為逆變器交流側(cè)電壓信號(hào)在兩相同步旋 轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下d軸和q軸分量。9. 如權(quán)利要求5所述的永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于，所 述兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸和q軸有效解耦的電流環(huán)控制器的輸入為交流側(cè)兩相電流信 號(hào)和電網(wǎng)電壓信號(hào)，輸出為兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系下逆變器交流側(cè)電壓給定值Ud_rrf和u q_rrf。10. 如權(quán)利要求9所述的永磁風(fēng)力發(fā)電系統(tǒng)的PWM并網(wǎng)逆變器控制方法，其特征在于，所 述兩相同步旋轉(zhuǎn)坐標(biāo)系的d軸和q軸有效解耦的電流環(huán)控制器為：其中，icUrrf和iq_rrf分別為逆變器交流側(cè)電流d軸和q軸分量給定值，ki為積分系數(shù)，kp為 比例系數(shù)，Rm為逆變器三相電阻平均值。
【文檔編號(hào)】H02J3/38GK105958525SQ201510947257
【公開(kāi)日】2016年9月21日
【申請(qǐng)日】2015年12月16日
【發(fā)明人】王紅玲, 郭利輝
【申請(qǐng)人】許昌學(xué)院