本發(fā)明涉及利用逆變器來控制永磁體同步電動機、感應電動機、磁阻電動機等交流電動機的電動機控制裝置及電動機控制方法

背景技術：

作為控制交流電動機的方法，已知有如下現(xiàn)有技術：將交流電動機中流過的電流值的檢測結果轉換成旋轉坐標系上的2軸分量并進行控制運算，控制從逆變器施加到電動機的電壓(例如參照專利文獻1)。

具體而言，該現(xiàn)有技術按照以下的步驟來進行控制。

·將由設置于逆變器的3相交流側的電流傳感器檢測出的電流值轉換成與電動機轉子位置同步的旋轉坐標系上的2軸分量即d軸分量電流(磁通分量電流)和q軸分量電流(轉矩分量電流)。

·控制從逆變器施加到電動機的電壓，使得轉換后的d軸分量電流、q軸分量電流與根據(jù)轉矩指令計算出的d軸電流指令、q軸電流指令一致。

現(xiàn)有技術文獻

專利文獻

專利文獻1：日本專利特開2011-83068號公報

技術實現(xiàn)要素：

發(fā)明所要解決的技術問題

然而，現(xiàn)有技術存在如下問題。

在進行這種控制時，使用微型計算機(以下稱為微機)等，基于檢測周期對3相電流進行采樣，利用微機進行離散類的運算處理。微機在電流控制的1個周期中檢測1次電流，根據(jù)與電流指令值的偏差來進行反饋控制。此處，為了正確檢測電流，需要將采樣周期設為相對于檢測信號的周期的1/2以下。

在利用微機進行的離散類的運算處理中，若采樣周期比1/2要長，則有可能產生在實際信號中不存在的低頻的返送噪音。以下，將該現(xiàn)象稱為混疊。此外，若為了提高電流檢測的精度而縮短控制周期，則微機的處理負荷增大。因而，電流控制周期設為微機進行運算的處理能力不會超過上限的值，根據(jù)電動機的運轉狀況來設定。

電動機中流過的3相電流中包含有基本波頻率分量，及基本波頻率的5次、7次、11次、13次分量等高頻分量。例如，在電動機的轉速較高的狀態(tài)下，3相電流中流過的電流脈動的周期接近檢測電流的處理周期。

在這種狀態(tài)下，存在因電流檢測的混疊導致轉矩精度(即，相當于實際轉矩與轉矩指令的偏差)劣化的問題。

為了解決因電流檢測誤差導致轉矩精度劣化的問題，需要高精度地提取電流的基本波分量。作為這種方法，有在電流控制的1個周期內進行數(shù)次電流檢測的電流過采樣方式、或者在電流控制的1個周期內以與上一周期中進行檢測的定時不同的方式檢測電流的隨機采樣方式。

如上所述，電流控制中，利用通過坐標轉換來計算檢測電流值或電壓指令值的方法。在坐標轉換器中，根據(jù)檢測出的3相電流值(iu、iv、iw)和基準相位，來生成2軸分量電流(id、iq)。同樣地，根據(jù)電壓指令值(vd、vq)和基準相位，來生成3相電壓指令(vu、vv、vw)。在大多數(shù)情況下，2軸分量電流及3相電壓指令以基于電流控制周期的運算周期來進行處理。

另一方面，在使用電流過采樣方式或隨機采樣方式并通過坐標轉換來計算的情況下，進行電流檢測的定時與電流控制周期不對應。因此，用于坐標轉換的角度在2軸分量電流的生成(iu、iv、iw→id、iq)和3相電壓指令的生成(vd、vq→vu、vv、vw)中不同。

此處，假定在電動機的轉子位置檢測中使用旋轉變壓器等，檢測出的角度偏離實際的旋轉角，誤差周期性變化的情況。

至此為止的基于電流控制周期的坐標轉換中，與角度的誤差相對應，電流控制的比例項以抵消角度誤差的方式進行動作。其結果是，可對因周期性變化的角度誤差引起的積分項的變動部分進行補償，抑制對控制性的影響。

另一方面，在電流過采樣方式或隨機采樣方式中，進行電流檢測的定時與電流控制周期不同，因此，在電流控制的比例項中，難以補償因角度誤差引起的變動部分。在此影響下，電動機的控制穩(wěn)定性下降，其結果是，存在消耗電流增大等問題。這種問題不限于角度誤差，對于電源電壓脈動等變動也同樣產生。

此外，若角度誤差重疊，則由電流傳感器檢測出的相電流向正側、負側偏移。然后，與電動機轉子位置信息同步的d軸分量電流及q軸分量電流產生包含因偏移電流引起的低次諧波分量電流的電流脈動。

在以往的過采樣方式中，出于混疊對策，進行通過截止頻率較低的低通濾波器來去除高頻分量的處理。然而，若使用截止頻率較低的低通濾波器，則低次諧波分量的相位偏差變大，存在控制性惡化的問題。

本發(fā)明是為了解決上述問題而完成的，其目的在于獲得一種電動機控制裝置及電動機控制方法，該電動機控制裝置及電動機控制方法可在抑制運算處理負荷的增加的基礎上，抑制因混疊引起的低頻返送噪音的產生，確保轉矩精度，并且確保對于角度誤差、電源電壓脈動等環(huán)境變動的控制穩(wěn)定性。

解決技術問題的技術方案

本發(fā)明所涉及的電動機控制裝置包括：逆變器，該逆變器進行直流/交流轉換；電動機，該電動機與逆變器的輸出側相連接，通過施加交流電壓來驅動；電流傳感器，該電流傳感器檢測逆變器的交流電流；及控制器，該控制器以不同的2個采樣定時對電流傳感器的輸出信號進行電流檢測，基于電流檢測結果，生成反饋電流值，并控制逆變器，使得反饋電流值與電流指令值一致，其中，控制器構成為包含：電流檢測器，該電流檢測器預先設定第1采樣定時、具有比第1采樣定時要短的檢測周期的第2采樣定時，以作為不同的2個采樣定時，并依次輸出基于第1采樣定時的第1電流檢測值和基于第2采樣定時的第2電流檢測值，以作為電流檢測結果；坐標轉換器，該坐標轉換器將作為3相檢測出的第1電流檢測值坐標轉換為第一d軸電流值和第一q軸電流值，將作為3相檢測出的第2電流檢測值坐標轉換為第二d軸電流值和第二q軸電流值；及檢測電流處理器，該檢測電流處理器使用第一d軸電流和第二d軸電流來計算d軸反饋電流值，使用第一q軸電流和第二q軸電流來計算q軸反饋電流值，從而生成作為d軸及q軸的反饋電流值。

此外，本發(fā)明所涉及的電動機控制方法在電動機控制裝置中執(zhí)行，該電動機控制裝置對逆變器進行開關控制，使得基于從逆變器提供給電動機的3相交流電流的檢測結果而生成的反饋電流值與電流指令值一致，其中，包括：第1步驟，該第1步驟中，對于3相交流電流的檢測結果，使用第1采樣定時，檢測由3相構成的第1電流檢測值；第2步驟，該第2步驟中，對于3相交流電流的檢測結果，使用設定作為比第1采樣定時要短的檢測周期的第2采樣定時，檢測由3相構成的第2電流檢測值；第3步驟，該第3步驟中，將第1步驟中檢測出的第1電流檢測值坐標轉換為第一d軸電流值和第一q軸電流值；第4步驟，該第4步驟中，將第1步驟中檢測出的第2電流檢測值坐標轉換為第二d軸電流值和第二q軸電流值；第5步驟，該第5步驟中，使用第3步驟中檢測出的第一d軸電流和第4步驟中檢測出的第二d軸電流，計算d軸反饋電流值，并生成與d軸相關的反饋電流值；及第6步驟，該第6步驟中，使用第3步驟中檢測出的第一q軸電流和第4步驟中檢測出的第二q軸電流，計算q軸反饋電流值，并生成與q軸相關的反饋電流值。

發(fā)明效果

根據(jù)本發(fā)明，具有如下簡單結構：利用第1運算周期，提取與轉子位置同步的高次諧波分量，并利用比第1運算周期要短的第2運算周期，提取基本波分量，可根據(jù)兩分量來生成反饋電流值。其結果是，可獲得一種電動機控制裝置及電動機控制方法，該電動機控制裝置及電動機控制方法可在抑制運算處理負荷的增加的基礎上，抑制因混疊引起的低頻返送噪音的產生，確保轉矩精度，并且確保對于角度誤差、電源電壓脈動等環(huán)境變動的控制穩(wěn)定性。

附圖說明

圖1是表示本發(fā)明實施方式1所涉及的電動機控制裝置的結構的框圖。

圖2是示意性表示本發(fā)明實施方式1所涉及的電動機控制裝置中的電流檢測器的采樣處理的圖。

圖3是表示本發(fā)明實施方式1所涉及的電動機控制裝置中變更了電流檢測定時時電動機中流過的電流的測定結果的說明圖。

圖4是表示本發(fā)明實施方式1所涉及的電動機控制裝置中的低通濾波器的特性的圖。

圖5是表示本發(fā)明實施方式1所涉及的電動機控制裝置中從3相電流檢測到電壓指令輸出為止的、第1運算周期中進行處理的范圍和第2運算周期中進行處理的范圍的框圖。

圖6是表示本發(fā)明實施方式2所涉及的電動機控制裝置中的檢測電流處理器的內部結構的框圖。

圖7是表示本發(fā)明實施方式3所涉及的電動機控制裝置中從3相電流檢測到電壓指令輸出為止的、第1運算周期中進行處理的范圍和第2運算周期中進行處理的范圍的框圖。

圖8是表示本發(fā)明實施方式3所涉及的電動機控制裝置中從3相電流檢測到電壓指令輸出為止的、第1運算周期中進行處理的范圍和第2運算周期中進行處理的范圍且具有與圖7不同的結構的框圖。

圖9是示意性表示本發(fā)明實施方式3所涉及的電動機控制裝置中的電流檢測器的采樣處理的圖。

具體實施方式

下面，使用附圖，對本發(fā)明的電動機控制裝置及電動機控制方法的優(yōu)選實施方式進行說明。

實施方式1

圖1是表示本發(fā)明實施方式1所涉及的電動機控制裝置的結構的框圖。本實施方式1所涉及的電動機控制裝置及電動機控制方法不僅可適用于電動汽車、混合動力汽車的電動機，還可適用于使用了其它所有種類的電動機的驅動系統(tǒng)。

圖1中，電動機1利用進行直流/交流轉換的逆變器2進行供電、驅動。在逆變器2的交流側設置有檢測3相電流的電流傳感器3。在逆變器2的直流側連接有直流電源4。此外，電動機1連接有轉子位置檢測器5。

電流檢測器10以不同的檢測周期(第1采樣定時及第2采樣定時)檢測電流傳感器3的輸出信號。3相/dq軸坐標轉換器11讀取轉子位置檢測器5的輸出信號及電流檢測器10的輸出信號，以作為輸入信號。

檢測電流處理器13讀取3相/dq軸坐標轉換器11的輸出信號，以作為輸入信號。dq軸/3相坐標轉換器17讀取將由d軸電流控制器14運算出的d軸電壓指令和非干擾項控制器16的輸出值進行相加或相減后的值，以作為輸入信號。同樣，dq軸/3相坐標轉換器17讀取將由q軸電流控制器15運算出的q軸電壓指令值和非干擾項控制器16的輸出值進行相加或相減后的值，以作為輸入信號。

此外，dq軸/3相坐標轉換器17讀取經由提前角修正18對轉子位置檢測器5的輸出信號修正了控制延遲后的信號，以作為輸入信號。另外，dq軸/3相坐標轉換器17也可不經由提前角修正18，而直接讀取轉子位置檢測器5的輸出信號。以下的說明中，對使用提前角修正18的情況進行說明。

pwm信號生成器19基于dq軸/3相坐標轉換器17的輸出信號，生成用于驅動逆變器2的pwm信號。通過這樣的一連串處理，從而控制電動機1。

下面，對圖1的各結構進行詳細說明。電動機1由永磁體同步電動機、感應電動機、磁阻電動機等3相交流電動機構成。永磁體同步電動機的轉子中使用的永磁體使用釹等稀土類磁體。另外，永磁體也可為釤鈷磁體、鐵氧體磁體等其它磁體。

逆變器2例如使用6個功率開關元件(例如insulatedgatebipolartransistor絕緣柵雙極型晶體管：igbt等)和與這些功率開關元件并聯(lián)連接的二極管來構成。逆變器2在被提供有由平滑電容器平滑化后得到的直流電壓時，基于來自pwm信號生成器19的輸出信號，將直流電壓轉換成交流電壓，并驅動作為交流電動機的電動機1。

電流傳感器3檢測從作為功率轉換器的逆變器2提供給電動機1的3相交流電流。該電流傳感器3至少設置于2相即可，電流檢測器10可設3相之和為零，通過運算來求出剩余一相的電流。由電流傳感器3檢測出并由電流檢測器10運算得到的3相電流被輸入到3相/dq軸坐標轉換器11。

直流電源4由鉛蓄電池、鎳氫或鋰離子等充電電池構成。另外，也可采用進一步連接dc/dc轉換器的結構，該dc/dc轉換器將直流電源4的輸出電壓進行升降壓并提供給逆變器。

作為轉子位置檢測器5，使用旋轉變壓器、編碼器、霍爾元件等。轉子位置檢測器5與電動機1的轉軸連接，基于轉子位置生成旋轉角信息，向3相/dq軸坐標轉換器11和提前角修正18輸出旋轉角信息。

電流檢測器10以不同的2個以上的檢測周期獲取從電流傳感器3輸出的模擬信號，并轉換成數(shù)字數(shù)據(jù)。例如，第1采樣定時設為載波周期，第2采樣定時設為載波周期的幾分之一。優(yōu)選為，第2采樣定時設為電動機中流過的高頻分量電流(5次或7次)的1/2以下的周期。

3相/dq軸坐標轉換器11基于下式(1)，將各采樣定時中檢測出的3相電流轉換成與電動機轉子位置同步的旋轉坐標系上的2軸分量即d軸分量電流(磁通分量電流：id)和q軸分量電流(轉矩分量電流：iq)。

[數(shù)學式1]

此處，將第1采樣定時中進行了檢測及處理的電流值設為第一d軸電流id1及第一q軸電流iq1。此外，將運算周期(檢測周期)比第1采樣定時短的第2采樣定時中進行了檢測及處理的電流值設為第二d軸電流id2及第二q軸電流iq2。

上式(1)所示的下標x表示各采樣定時。具體而言，若表示關于第1采樣定時，則設x＝1，

檢測出的3相電流：iu1、iv1、iw1

角度：θ1

2軸分量電流：id1、iq1。

檢測電流處理器13使用第一d軸電流id1和第二d軸電流id2來計算d軸電流id，使用第一q軸電流iq1和第二q軸電流iq2來計算q軸電流iq。此處，由檢測電流處理器13計算出的d軸電流id相當于d軸反饋電流值，由檢測電流處理器13計算出的q軸電流iq相當于q軸反饋電流值。

d軸電流控制器14及q軸電流控制器15將從檢測電流處理器13輸出的二軸電流值即d軸電流id、q軸電流iq作為反饋電流值，以與根據(jù)轉矩指令計算出的d軸電流指令idref、q軸電流指令iqref一致的方式進行pi控制(比例積分控制)，并輸出d軸電壓指令vdref、q軸電壓指令vqref。

非干擾項控制器16以d軸電流id、q軸電流iq、旋轉角頻率ω為輸入，通過下式(2)的運算，求出d軸補償電壓vd_dcpl、q軸補償電壓vq_dcpl并輸出。另外，輸入到非干擾項控制器16的電流值也可使用d軸電流指令idref、q軸電流指令iqref。

[數(shù)學式2]

另外，上式(2)中的各符號意味著以下內容。

ld：d軸電感

lq：q軸電感

永磁體磁通

dq軸/3相坐標轉換器17分別讀取將d軸電流控制器14的輸出值和非干擾項控制器16的輸出值進行相加或相減后的值、及將q軸電流控制器15的輸出值和非干擾項控制器16的輸出值進行相加或相減后的值以作為2軸電壓指令值。此外，dq軸/3相坐標轉換器17基于來自提前角修正18的旋轉角信息，將2軸電壓指令值轉換成3相電壓指令值，并輸出到pwm信號生成器19。

提前角修正18對于由轉子位置檢測器5檢測出的角度補償電氣角的獲取延遲、電壓指令的反映延遲。

pwm信號生成器19以來自dq軸/3相坐標轉換器17的3相電壓指令值為輸入，生成用于驅動逆變器2的pwm信號。

在生成輸出波形方面，優(yōu)選與各相的3相電壓指令進行比較的載波信號的頻率盡可能高。然而，逆變器2的功率開關元件中，由于開關損耗增加，因此，根據(jù)使用的設備及電動機的運轉狀況，來設定載波頻率。

在載波頻率與逆變器輸出頻率之比(以下稱為頻率比)足夠大的情況(例如，頻率比為數(shù)10倍以上的情況)下，使用固定載波頻率并變更輸出頻率的非同步pwm方式。

另外，關于非同步pwm的載波頻率，可采用使平均載波頻率固定并設定使載波頻率寬度不規(guī)則地變動的隨機載波的結構、或者也可采用根據(jù)逆變器輸出頻率來變更載波頻率的結構等。

在逆變器輸出頻率變高的區(qū)域(例如頻率比為21以下)中，開關損耗及微機計算的處理負載增加，因此，優(yōu)選為頻率比較小。然而，若頻率比變小，則相對于逆變器輸出電壓，誤差變大，因此，采用使載波頻率同步的同步pwm方式，以使得逆變器輸出電壓的脈沖數(shù)和位置在正側及負側的半波相對于π/2及3π/2呈對稱。

同步pwm方式大多將逆變器輸出電壓的周期中包含的脈沖數(shù)設定為載波周期的3的整數(shù)倍。例如，同步pwm方式使用同步9脈沖、同步6脈沖、同步3脈沖等。

圖2是示意性表示本發(fā)明實施方式1所涉及的電動機控制裝置中的電流檢測器10的采樣處理的圖。具體而言，該圖2示出由微機內的計數(shù)器等生成的載波波形和在第1采樣定時及第2采樣定時檢測電流的定時。

第1采樣定時將載波波形的“波谷－波峰－波谷”設定為一個周期，電流檢測器10與載波的“波谷”的定時同步地檢測電流。另外，第1采樣定時也可將載波波形的“波峰－波谷－波峰”設定為一個周期，在此情況下，電流檢測器10與載波的“波峰”的定時同步地檢測電流。

第2采樣定時相對于第1采樣定時將檢測周期設定得較短。例如，在將第2采樣定時設為載波周期的1/3倍的情況下，電流檢測器10以圖2所示的周期檢測電流。

圖3是表示本發(fā)明實施方式1所涉及的電動機控制裝置中變更了電流檢測定時時電動機中流過的電流的測定結果的說明圖。從圖3(a)到圖3(c)所示的波形以虛線表示將實際電流波形(連續(xù)值)進行3相/dq軸轉換后得到的d軸分量電流id及q軸分量電流iq，以實線表示各采樣定時中檢測出的d軸分量電流及q軸分量電流。

電動機1中流過的3相電流中，除了基本波頻率分量以外，還包含有5次、7次、11次、13次等高次諧波。因此，產生因高次諧波分量引起的電流脈動。

圖3(a)表示例如相當于電動機1的轉速較低的狀態(tài)的、頻率比為18的情況下的實際電流波形和第1采樣定時中檢測出的電流波形。如圖3(a)所示，若頻率比較大，則第1采樣定時中檢測出的電流波形id1、iq1中，電流檢測的混疊(aliasing)的影響較小，實際電流的平均值(基本波)和檢測電流的平均值(基本波)基本一致。因此，轉矩精度不會劣化，能實現(xiàn)高精度的電動機驅動。

圖3(b)表示例如相當于電動機1的轉速較高的狀態(tài)的、頻率比為6的情況下的實際電流波形和第1采樣定時中檢測出的電流波形。如圖3(b)所示，若頻率比較小，則第1采樣定時中檢測出的電流波形id1、iq1中，因電流檢測的混疊(aliasing)而導致產生高次諧波電流脈動，檢測電流發(fā)生偏移。其結果是，實際電流的平均值(基本波)與檢測電流的平均值(基本波)產生偏差，轉矩精度劣化。

圖3(c)表示與圖3(b)同樣設為頻率比6的情況下的實際電流波形和第2采樣定時中檢測出的電流波形id2、iq2。第2采樣定時中，在以之前的圖2所示的周期檢測電流之后，通過低通濾波器，去除高次諧波分量。電流波形id2、iq2與實際電流的平均值(基本波)基本一致。

因此，在頻率比較小的運轉狀態(tài)下，通過利用第2采樣定時中檢測出的電流波形id2、iq2，從而不會使轉矩精度劣化，能高精度地驅動電動機1。

圖4是表示本發(fā)明實施方式1所涉及的電動機控制裝置中的低通濾波器的振幅和相位相對于截止頻率的特性的圖。具體而言，該圖4示出相對于3種截止頻率，各次數(shù)的振幅、相位關系的一個示例。此處，設采樣頻率為逆變器輸出頻率的18倍來計算出特性。

在截止頻率較小的fcut1下，對于例如6次電流那樣的高次諧波分量電流的衰減量較大，檢測電流處理器13中處理后的電流中，抑制了混疊的產生。

此外，在比截止頻率fcut1要大的fcut2及fcut3下，高次諧波分量電流的衰減量較小，輸入到檢測電流處理器13的電流包含有因高次諧波分量而引起的電流脈動。即，在進行電流檢測的周期相對于電流脈動較長的情況下，在由檢測電流處理器13處理后的電流中產生混疊。

因此，第2運算周期中使用的低通濾波器設定為使高次諧波分量電流衰減的截止頻率。

圖5是表示本發(fā)明實施方式1所涉及的電動機控制裝置中從3相電流檢測到電壓指令輸出為止的、第1運算周期中進行處理的范圍和第2運算周期中進行處理的范圍的框圖。具體而言，示出執(zhí)行使用了第1運算周期和周期比第1運算周期短的第2運算周期的控制處理的框圖。

檢測電流處理器13具有高通濾波器13a，通過對第1采樣定時中檢測出的電流id1、iq1實施使用了高通濾波器13a的濾波處理，從而提取出交流分量hpf(id1)、hpf(iq1)，作為成為高次諧波分量的電流值。另外，本實施方式1中，作為高通濾波器13a，使用初級高通濾波器，但在使用帶阻濾波器的情況下，也可獲得同樣的效果。

此外，檢測電流處理器13獲取第2采樣定時中檢測出且作為基本波分量提取出的電流id2、iq2。然后，檢測電流處理器13基于下式(3)，計算d軸控制電流id及q軸控制電流iq。

[數(shù)學式3]

利用圖5的結構，檢測電流處理器13可檢測出實際電流的平均值(基本波分量)和包含與轉子位置同步的高次諧波分量的電流，以作為控制電流id、iq。其結果是，可抑制因混疊引起的低頻返送噪音的產生，確保轉矩精度，并且對于角度誤差、電源電壓脈動等環(huán)境變動也可實現(xiàn)穩(wěn)定的控制性能。

此外，第2運算周期中處理的范圍限定于圖5的由下方的虛線框包圍的電流檢測器10、3相/dq軸坐標轉換器11及低通濾波器12。因此，可將微機所需的運算處理能力的增加抑制在最低限度。

如上所述，根據(jù)實施方式1，具有如下簡單結構：利用第1運算周期，提取與轉子位置同步的高次諧波分量，并利用比第1運算周期短的第2運算周期，提取基本波分量，可根據(jù)兩分量來生成控制電流。其結果是，可在無需將微機的處理能力增加至必要以上的情況下，抑制因混疊引起的低頻返送噪音的產生，確保轉矩精度，并且對于角度誤差、電源電壓脈動等環(huán)境變動可實現(xiàn)穩(wěn)定的控制性能。

實施方式2

圖6是表示本發(fā)明實施方式2所涉及的電動機控制裝置中的檢測電流處理器13的內部結構的框圖。檢測電流處理器13對于第1運算周期中運算出的id1、iq1，經由高通濾波器13a提取出交流分量之后，利用乘法器13b乘以預先設定的系數(shù)k。

此處，系數(shù)k也可根據(jù)轉速、轉矩值、電壓進行變更。通過將系數(shù)k進行可變設定，從而可適當補償在電動機的運轉狀態(tài)下不同的低次諧波分量。

另一方面，第2運算周期中計算出的電流id2、iq2為經由之前的圖5所示的低通濾波器12去除高次諧波分量后的基本波分量。因而，本實施方式2中的檢測電流處理器13基于下式(4)，計算控制電流id、iq。

[數(shù)學式4]

本實施方式2中的檢測電流處理器13與之前的實施方式1的情況相比，不同點在于對id1、iq1的高通濾波處理后的信號乘以系數(shù)k，除此以外是相同的。因此，對于與之前的實施方式1中說明的結構、處理相同的結構、處理，省略說明。

如上所述，根據(jù)實施方式2，與之前的實施方式1相比，包括了能根據(jù)電動機運轉狀態(tài)來可靠地補償?shù)痛沃C波分量的結構。其結果是，可獲得與之前的實施方式1相同的效果，并且在旋轉變壓器中重疊有角度誤差的情況下，也可進一步提高控制穩(wěn)定性。

實施方式3

圖7是表示本發(fā)明實施方式3所涉及的電動機控制裝置中從3相電流檢測到電壓指令輸出為止的、第1運算周期中進行處理的范圍和第2運算周期中進行處理的范圍的框圖。

與之前的實施方式1中的圖5的結構相比，本實施方式3中的圖7的結構的不同點在于，第2運算周期為隨機周期，且未具備低通濾波器12。

此外，圖8是表示本發(fā)明實施方式3所涉及的電動機控制裝置中從3相電流檢測到電壓指令輸出為止的、第1運算周期中進行處理的范圍和第2運算周期中進行處理的范圍且具有與圖7不同的結構的框圖。

與之前的實施方式1中的圖5的結構相比，本實施方式3中的圖8的結構的不同點在于，第2運算周期為隨機周期。因此，本實施方式3中的圖7和圖8的結構在第2運算周期為隨機周期這點上相同，僅在有無低通濾波器12上不同。

圖9是示意性表示本發(fā)明實施方式3所涉及的電動機控制裝置中的電流檢測器10的采樣處理的圖。如圖9所示，本實施方式3中的第2采樣定時在第1運算周期期間至少隨機地設置有1次。因此，電流檢測器10按照這樣的第2采樣定時，以隨機周期進行電流檢測處理。

此處，將第2采樣定時中檢測出且進行3相/dq軸轉換處理后的電流值設為id2、iq2。將3相/dq軸轉換處理后的信號直接輸入到檢測電流處理器13的結構相當于圖7，將在3相/dq軸轉換處理后通過低通濾波器12后的信號輸入到檢測電流處理器13的結構相當于圖8。

圖7及圖8的結構與之前的實施方式1的結構相比，可抑制電流檢測次數(shù)，并抑制混疊，抑制處理負荷的增加。

此外，圖7的結構無需第2運算周期的低通濾波器，因此，與之前的實施方式1相比，可進一步抑制處理負荷的增加。

另一方面，圖8的結構是對圖7的結構附加低通濾波器，因此，能進一步降低混疊導致的電流誤差。

本實施方式3與之前的實施方式1的不同點在于將第2運算周期設為隨機，除此以外是相同的。因此，對于與之前的實施方式1中說明的結構、處理相同的結構、處理，省略說明。

如上所述，根據(jù)實施方式3，具有使第2運算周期內進行電流檢測的定時隨機化并抑制檢測次數(shù)的結構。其結果是，在抑制電流檢測次數(shù)，抑制處理負荷的增加的基礎上，可獲得與之前的實施方式1同樣的效果。此外，在第2運算周期的處理中，通過去除低通濾波器，可進一步抑制處理負荷的增加。

另外，在上述實施方式1～3中，可利用控制器來實現(xiàn)電流檢測器10pwm信號生成器19為止的一連串處理。此外，關于低通濾波器12、高通濾波器13a，也可采用單獨的硬件結構，此外，也可在控制器內利用運算處理來實現(xiàn)。